1、UPS無線并機均流控制技術摘要： 預料以后的微處理器將呈現出更強的帶載能力和更快的暫態響應能力。當今的電壓調整模塊（ VRM ）需要更大更多的濾波器以滿足其要求，這無疑會使現存的 VRM 拓撲變得不再實用。作為候選拓撲之一， QSM VRM 表現非常優異的性能，比如快速的暫態響應能力和高的功能密度。這種技術的難點就是電流均分控制技術，在這篇文章中，介紹了一種新型的電流偵測和均分電流的技術，通過這種技術，在并機系統中，無需電流變壓器和電流偵測電阻，均分電流能夠控制，另外，這種技術很容易集成于芯片，用四模塊并機的 QSM VRM 來驗證這門技術，通過試驗證實，這種技術擁有高功率密度、高效率，和高響

2、應速度。同時電流均分技術也得到了一般化整理和擴展.介紹     隨著微處理器技術的發展，為此種設備提供能量的電源面臨著新的挑戰，這種挑戰開始于高效 pentium 微處理器不在使用標準的 5V 電壓，而是使用非標準的電壓等級小于 5V 的電源。為了滿足更快、更有效的數據處理需求，開發出了更低電壓等級得中型微處理器，這種處理器的電源電壓將從 3.3V 降到 1.11.8V ，同時，因為會有更多的設備集成到同一處理器 IC 上并且處理器的工作頻率會更高，微處理器需要強效的電源管理能力。將來的微處理器的電流將從現在的 13A 增大到 30A50A ，如此大的電流反過來需

3、要專業的電壓調整模塊來提供低電壓等級，高帶載能力的電源。 隨著處理器速度的提高， VRM 的負載也在增大，這種相互的關系使電源的大負載發生變化的時候經常出現，比如在處理器從休眠到正常運行模式。將來的微處理器需要更高的電流等級，不但如此，而且總的電壓調偏差將更小，目前，電壓調偏差為 5% （對于 3.3V 的 VRM 輸出，電壓的偏差可到 +/-165mV ）。將來，總的電壓偏差將為 2% （對于 1.1 V VRM 輸出，電壓的偏差僅又 +/-22mV ）。所有這些要求給電源的設計帶來了挑戰。表一顯示了未來 VRM 的電流規格書。 大多 VRM 使用同步整流 BUCK 拓撲結構，圖一顯示了同步

4、整流 BUCK 電路 , 圖一： 同步整流器     當今的 VRM 的輸出有大濾波電感。巨大的輸出電容和退耦電容（在板電容）需要減少電壓 SPIKE ，以后的電腦母板相對較貴，現在的 VRM 不在實用于未來的設備。     圖二顯示了輸出加小電容的 BUCK 的同步整流運行波形，圖三顯示了 QSMVRM 的暫態響應，這種技術的缺點是效率低，穩態輸出電壓的紋波大。 為了滿足穩態和暫態的要求，發展了交叉 QSM ，見圖 4   交叉 QSM 技術消除了電流紋波并加快的暫態響應速度，圖 5 顯示了四模塊交叉 QSM VRM 的暫

5、態響應，結果顯示這種技術滿足了將來對電源暫態的要求，并且不會產生大的電壓紋波，它不但能減少輸出電壓紋波，它也能減少輸入電壓紋波，因為必要的電容減小了，母板上就能留下更大的空間，更大的功率密度變得可能。另外，因為每個模塊需要處理的功率更小，這種拓撲擁有更高的效率并容易封裝。     交叉技術的難點是其電流均分的控制，雖然在其他的運用中這也是個難點，但是在 QSM 技術中，其更難實現，在傳統的運用中，一個變壓器和電流偵測電阻被用來偵測每個模塊的電流，但是變壓器太大太貴，電阻降低了這種低電壓等級大電流逆變器的效率，另外，傳統的電流均分控制技術，例如電壓模型控制或則峰值電

6、流模式控制都受到開關導通電阻和電感的值得影響，對于生產制造來說很難控制。 在這篇論文中，介紹了一種新型的電流偵測和均分電流技術，通過這種技術，很容易在并機系統中得到電流的均分，并且無需傳統的電流偵測方法，其很容易集成于芯片，四模塊交叉 QSMVRM 被用來驗證此技術。 運用于并機模塊的傳統電流均分控制方式 A 單環電壓模式控制      在并機模塊運用中，僅有一個環的電壓環控制是最簡單的一種，這種方式包含了電流偵測和均分電流控制，電流的分配取決于各個模塊的一致性（小信號中等效為電阻，根據歐姆定理分配電流），在實際中，在沒有精確的電流均分控制系統中，這種技

7、術很難做到電流均分，有許多因素導致不均分的電流：元件差異，逆變到負載非一致性的連接，由于元件的老化和物理狀態所導致的元件非一致性的變化。 使用這種模式的原因是其成本低，但是它很難控制半導體的質量，均分電流的能力很差，結果，熱管理變得非常重要， VRM 效率小將，成本增加。 實際上，只有電壓模式控制的系統很難在低電壓大電流運用中均分電流，圖 6 顯示了 MOSFET 模型，它等效于串聯了電阻的開關，電阻是 MOSFET 導通電阻，     圖 6 （ b ）顯示了同步整流 BUCK 逆變器的等效模型 ,RON1 和 RON2 代表了上下開關的開通電阻 ,R3 是線路

8、阻抗和 LAYOUT 電阻的總和 , 如果考慮寄生 ,BUCK 逆變器的占空比如下 :     在高電壓 , 低電流運用中 , 因為 VO 遠大于 IO*(RON2+RON3), 這種效應可以忽略 , 但在低電壓 , 大電流運用中 , VO 很小 , IO*(RON2+RON3) 的影響變得不容忽視。例如，如果 VO 為 2V ， VIN 是 5V ， RON1 和 RON2 是 14m ，當負載從 030A 變化時，逆變占空比將在 0.40.5 之間變化，正常情況下， MOSFET 導通電阻遠大于線阻和 LAYOUT 的電阻， R3 和 VIN 大于 IO* （

9、 RON2-RON1 ）。方程（ 1 ）可簡化為：     這種特性嚴重影響電流均分的結果，圖 7 顯示了只有電壓環兩個模塊并機的電路圖。 對于模塊 1 ，占空比為： 對于模塊 2, 占空比為 :     IO1 和 IO2 是各個模塊的輸出電流， RON12 和 RON22 是每個模塊同步整流的導通電阻，因為誤差信號， VC 是同一個比較斜坡的用于產生各個模塊的占空比控制的信號，如果斜坡幅值一樣， D1 等于 D2 。由（ 3 ）和（ 4 ）：     只有當 RON12 等于 RON22 時能得到均分

10、電流，但是這是非常難控制的部分，通常有在同一類型的設備中有 20% 差異。表 顯示了來自工業的數據。運用這種控制方式很難實現均分的電流。圖 8 顯示了 MOSFET 導通電阻對電流均分的影響，負載越大，均分結果越糟糕。 B 峰值電流模式控制為了避免開關管導通電阻的影響，可以用電流模式控制，峰值電流模式控制是現在最流行的一種控制方式，其運行非常簡單，圖 9 顯示其控制框圖，從電壓環補償器過來的誤差信號作為每個模塊峰值電流信號的比較參考信號，比較結果是每個模塊占空比的周期信號。     這種方式簡單并且不受設備寄生現象的影響，缺點是在輕載時其軍流能力較弱，和每個模塊電

11、感值得影響。圖 10 顯示了不同電感值對均流的影響，因為在這種并機系統中其輸入和輸出都是一樣的，如果模塊的電感值不一致，電感的峰值電流將不一致，電感值小的模塊的峰峰電流值將比其他大，由于峰值電流模式只限制電流最大值，而每個模塊的平均值將不受直接控制，結果，電感小的模塊的電流小，實際上，電感的值很難控制，正常情況下，電感的值可能有 20%30% 的差異。圖 11 顯示了不同電感值得影響， 影響可以表示成：     fs是開關頻率，每個模塊電流差異從輕載到重載固定不變，在輕載時，均流很差，在 VRM 中 均流控制技術 A一個簡單的電流偵測網絡   

12、  對于將來低電壓，高電流并機系統來講，需要一個簡單，低成本，對寄生參數免疫的電流偵測和均流控制電路。     圖 12 顯示了 RC 開關網絡，兩個開關管處于互補的開關狀態：     像在同步整流的 BUCK 逆變器重，當上管 S1 開，下管 S2 關，輸出電容由輸入電壓與電容電壓的差值通過 R 充電，假設 R RON1 和 RON2 ，我們得到：  當 S1 OFF ， S2 ON 輸出電容通過 R 和 S2 放電：     開關網絡像沒有負載的 BUCK 逆變器，唯一的差別是輸出

13、電感和電阻 R 重新放置了，占空比周期是：      實際上，穩態時電阻上的平均電壓為 0 ，因為通過輸出電容流出的電流的平均值是 0 ，如果這一開關網絡聯合同步整流 BUCK 電路，見圖 13 ， VC 可以用來估計電感的電流值，圖 13 中， R3 是線阻和 LAYUOT 的總電阻， RON1 和 RON2 是 MOSFET 的導通電阻。 穩態時，充放電壓可以由下表示：  IO 是負載電流，其也等于電感的平均電流， TON 是開關的導通時間，圖 13 中電感的充放電可由下表示：  VO 是同步整流逆變器的輸出電壓，從（ 10 ）和

14、（ 11 ），同步整流占空比是：  從（ 12 ） Vc 的平均電流是：  從（ 13 ）知平均電感電流：      在 (14) 中被偵測點平均電感電流只受 R3 的影響 , 電阻 R,C, 電感值 , 開關導通電阻對于偵測電流的偵測結果沒有影響 , 運用這種 RC 網絡 , 傳統電流變壓器或則偵測電阻可以去掉 , 用過平均電容電壓可以估計電感電流值 , 這種運用簡單 , 成本低 , 對逆變效率沒有影響 . B 新型均流控制技術     圖 14 顯示了新型均流控制技術，利用 VC 平均值信號，每個模塊

15、的電感電流得到了控制，      圖 14 顯示其控制框圖，其包括了電流和電壓環，所有的模塊都使用同一個電壓環，每一個模塊有其自己的 RC 偵測網絡和均流控制電流環。     應該指出的是，雖然以下是用兩個模塊試驗，但是其方法可以實用于任何數目并機系統中。在圖 14 中，電容電壓信號包含了平均電流信號，在模塊 1 和 2 中有：      IO1 和 IO2 是每個模塊的平均電流值，首先，假定 R13 等于 R23 ，即假定電感線路設計對稱。實際中，這種對稱在制造中容易實現，為了得到一

16、致的電流分配， VC1 （ avg ）必須等于 VC2 （ avg ）。從（ 10 ， 11 ）得出，當 VC1 （ avg ）等于 VC2 （ avg ）， R13 等于 R23 ， IO1 等于 IO2 ，現在，均流控制環的目的是控制 VC1 和 VC2 ，使他們相等。     圖 15 顯示一種簡單的實現方法，電流環是一個綜合補償器，所有得模塊使用共同的參考信號，因為控制器包含一個同一的補償器，所以沒有穩態誤差， VC1 和 vc2 都等于參考電壓，圖 16 顯示一個完整的控制圖。      如圖中控制方法， VC1

17、總是等于 VC2 ，從（ 15 ， 16 ）有：      均流的效果取決于 R13-R23 的比率。當他們相等時。均流很好， MOSFET 導通電阻和電桿值得差異對于均流控制來說沒有影響。圖 17 顯示了其仿真結果，      兩個模塊并機，一個模塊 MOSFET 導通電阻為 20m ，輸出電感量為 320nH ，另一模塊開關電阻為 10m ，輸出電感量為 300nH ，當負載從 1A 到 13A 變化時，各模塊電流差異小于 30mV ，相對于 MOSFET 導通電阻和電感值，線阻在制造中更容易控制。 設計和試驗

18、結果 圖 18 顯示了測試電路圖：      功率板部分時 4 模塊交叉 QSM VRM 。每個模塊電感量是 320nH ，開關頻率是 300 赫茲，輸入電感為 5V ，輸出電壓為 2V ，最大的負載電流為 30A 。在測試電路中， PCB 走線作為電感線圈使用， R3 是 PCB 電阻，圖 18 顯示了路線代電阻 R13 ， R23 、 R33 、 R43 ，盡管這些電阻很小， 1m 一個，電流偵測沒有受到干擾，實際上，電流決定于其比值，而不是其絕對值，圖 18 顯示每個走線一致，他們近似相等，可以得到均分的電流。    

19、 圖 19 顯示了電流均流環補償器的設計，為了保證其穩定性， R*C 比 RF*CF 小 10 倍以上，使用這種設計，模塊顯示了非常好的電流均分能力，圖 20 顯示了測試的結果，      當負載電流從 0.5 到 30A 變化時，輸入電流差異小于 50mA ，由于均流， VRM 的小量 3 高，見圖 21 。      圖 22 顯示了電壓環補償器設計，它是傳統的雙極點，單零點補償器。電壓環確保閉環帶寬高，暫態響應快。      圖 23 顯示了測試的電壓閉環增益，帶寬為

20、85K 赫茲，相位裕量為 62 度。由于寬的帶寬， VRM 的輸出阻抗小，逆變器的暫態響應快。  圖 24 顯示了暫態響應：      當負載從 0. 515A （負載變化率 30A /us ），輸出電壓降落只有 40mV ，輸出電容為 1200uf ，表 顯示了 QSMVRM 設計與傳統設計的比較。新型的設計可以提高功率密度到原來的 3 倍，和更快的暫態響應。 條理化和延伸新型均流控制 A 一般化     前部分討論了當線路阻抗一致時新型均流控制技術的運行。一般化這項技術，需要研究黨所有的線路和 LAYOUT 電阻不一致時的電路運行情況。     圖 25 顯示了當 R13 和 R23 不同時的情況。假定：      在電流環增加了有兩個額外的比例放大器，其作用是用來調整不同模塊中的電流分配。 在圖 25 中。 Va 和 Vb 是：      電流環的兩個統一體使 Vb 等于 Vc2 ，由（ 15 、 16 、 20 ）可以得到如