1、一種大電流輸出的全橋DC/DC變換器平均電流控制模式控制分析 2009年09月21日 作者：王少坤 來源：中國電源博覽 編輯：樊曉琳 摘要：倍流整流電路能夠降低變壓器副邊的電流，特別適合于大電流輸出的應(yīng)用。本文分析和研究了平均電流模式控制策略在帶有倍流整流電路的大電流輸出全橋DC/DC變換器中的應(yīng)用。并進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)。關(guān)鍵詞：DC/DC變換器；電流控制；倍流整流Abstract: The two inductor rectifier circuit offers reduced secondary side current rating and is most suitable for hi

2、gh current applications. The paper analysis of average current mode Control on a high current output FB DC/DC Converter with two inductor rectifier circuit. Simulations and experiments ensure the rightness of the method. Key Words: FB DC/DC Converter; Current-mode Control; Compensation Network0 引言相比

3、電壓控制模式控制，電流控制模式通過對電感電流的相位補(bǔ)償，大大改善了電源的動態(tài)響應(yīng)和并聯(lián)特性。倍流整流（CDR）能夠降低變壓器副邊的電流，減少其損耗；同時它有兩個輸出濾波電感，流經(jīng)每個電感的電流只有負(fù)載電流的一半，輸出濾波電感的損耗也小，特別適用于現(xiàn)今越來越多的需要大電流輸出的場合。本文對一種帶倍流整流電路的全橋DC/DC變換器的平均電流模式控制進(jìn)行了分析和仿真。1 兩種電流控制模式的優(yōu)缺點(diǎn)比較電流控制模式有兩種類型：峰值電流模式控制(PCMC)和平均電流模式控制(ACMC)。峰值電流模式的優(yōu)點(diǎn)是控制具有內(nèi)在的輸入電壓反饋，逐個脈沖峰值電流限制和在保證隔離變壓器磁芯的磁通平衡；但其缺點(diǎn)是易受噪聲

4、干擾，具有平均電流誤差和需要斜坡補(bǔ)償。平均電流模式則由于其顯著優(yōu)點(diǎn)得到了廣泛應(yīng)用, 1跟蹤電流設(shè)定值。這點(diǎn)應(yīng)用在高功率因數(shù)控制電路中尤其重要,此時用一個小電感就能獲得小于3%的諧波畸變,并且即使電路模型由連續(xù)電流模式過渡到不連續(xù)電流模式,平均電流法也能很好地工作;噪聲抑制能力強(qiáng),因?yàn)楫?dāng)時鐘脈沖使功率開關(guān)管開通后,晶振幅度迅速降到了一個低值; 無須斜坡補(bǔ)償,但為了電路工作穩(wěn)定,在開關(guān)頻率附近必須限定環(huán)路增益; 平均電流法可應(yīng)用在任意電路拓?fù)渖?既能控制Buck 和Flyback 電路的輸入電流,又能控制Boost 和Flyback 電路的輸出電流。2 帶有倍流整流電路的全橋DC/DC變換器電路拓

5、撲一種電流模式控制帶有倍流整流電路的大電流輸出全橋DC/DC變換器的電路拓?fù)淙鐖D1 所示。圖1 電流模式控制倍流整流全橋DC/DC變換器電流控制模式的采用保證了兩個輸出濾波電感上的電流平衡。內(nèi)部電流環(huán)調(diào)節(jié)濾波電感的電流，外部電壓環(huán)調(diào)節(jié)輸出電壓，在工作在電流調(diào)節(jié)模式的應(yīng)用中，內(nèi)部電流環(huán)是唯一起作用的控制環(huán)路。圖1所示倍流整流電路可以看作兩個buck變換器的并聯(lián)。在分析中與兩個并聯(lián)的buck變換器不同的一點(diǎn)是兩個輸出電感共用一個輸出濾波電容，這一點(diǎn)在設(shè)計(jì)分析控制環(huán)路時必須加以考慮。3 平均電流模式控制分析平均電流模式控制能夠精確的控制平均輸出電流，相比峰值電流模式控制，具有更強(qiáng)的抗噪聲干擾能力。很

6、適合應(yīng)用于需要限制輸出電流的變換器。在平均電流模式控制中，電流采樣可以是在隔離變壓器的原邊或者副邊，在原邊采樣時需要考慮輸出電流的斜坡誤差；而在副邊采樣時，能夠精確的測量平均輸出電流，但是不能保證隔離變壓器的磁通平衡，需要加一個隔直電容來確保磁通平衡。圖1所示就是一個副邊取樣的平均電流模式控制變換器原理圖，在這個電路中，采用了一個隔直電容(Cb)來防止磁通失衡。對于電流模式控制開關(guān)變換器的分析有許多種方法，下面將用一個如圖2所示的簡化的PWM開關(guān)小信號模型來分析電流模式控制開關(guān)變換器。圖2  PWM開關(guān)模型其中，d為D的擾動量，各大寫電壓、電流符號表示穩(wěn)態(tài)分量,小寫電壓、電

7、流符號表示瞬態(tài)分量。當(dāng)d0時有：因?yàn)樽儞Q器的輸出電流就等于兩個輸出濾波電感的電流，系統(tǒng)可以簡化為兩個并聯(lián)的Buck變換器。另外，由于兩個輸出濾波電感的電流并不是獨(dú)立調(diào)節(jié)的，系統(tǒng)的小信號模型可以簡化為一個平均電流模式控制的BUCK變換器，其輸出濾波電感即為原來兩個電感的并聯(lián)。雖然每個電感的電流不是分別調(diào)節(jié)的，他們之間的平均電流的任何差別都會被輸入隔直電容所平衡，這個電容保證了隔離變壓器的零網(wǎng)絡(luò)直流磁通，這樣使得兩個電感電流相等。需要注意的是：合成系統(tǒng)的開關(guān)頻率是異相的兩個濾波電感電流開關(guān)頻率的兩倍，輸出倍頻。利用PWM開關(guān)模型，假定變壓器是理想的，則變換器的等效小信號模型如圖3所示. 

8、圖3   變換器的小信號模型這里，Rs是采樣電阻，He(s)是取樣增益，F(xiàn)m是調(diào)節(jié)增益，Gc(s)是補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)。（6）式中的采樣增益和調(diào)節(jié)增益定義如下： （1） （2）其中（3） （4）          （5）在平均電流模式控制中，通常采用超前滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，其傳遞函數(shù)如下：（6）為了保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，其零點(diǎn)需要配置在電流環(huán)的功率級濾波頻率之前，這樣補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的相移會在開關(guān)頻率一半處被零點(diǎn)抵消。極點(diǎn)通常配置在高于開關(guān)頻率的一半處，以保證增益和消除高頻噪聲干擾。另外這樣的極點(diǎn)配置，最

9、大限度的減小了電流環(huán)的互擾。由圖2和圖3，根據(jù)變壓器初、次級兩側(cè)回路電壓方程，由：可得：通過以上的分析可以給出電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)如下：（7）4 仿真與實(shí)驗(yàn)用MATLAB計(jì)算仿真一個2.5KV變換器的環(huán)路傳遞函數(shù)，參數(shù)如下：Vin=320V      Vo=48V       Io=50AR=0.55        a=2.5        fs=75KHz

10、Lf=30uH        Co=10000uF    Rc=20mRs=0.024     Ri=0.045    Vp=5V仿真結(jié)果如圖7所示：圖4   平均電流模式控制的閉環(huán)傳遞函數(shù)從圖4易知，在平均電流模式控制中通過設(shè)計(jì)合適的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，電流環(huán)就就可以達(dá)到穩(wěn)定，不需要斜坡補(bǔ)償。如圖4所示電流環(huán)的增益裕度為13.5dB，相位裕度為67.7o。電流環(huán)的帶寬是10KHz。圖5  平均電

11、流模式控制的閉環(huán)傳遞函數(shù)相應(yīng)的系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)如圖5所示，輸出電流階躍響應(yīng)如圖6所示。圖6  平均電流模式控制的輸出電流階躍響應(yīng)由圖6可知，輸出電流上沖很?。?），系統(tǒng)在0.3ms達(dá)到穩(wěn)態(tài)，達(dá)到了較好的控制效果。為了檢驗(yàn)分析的結(jié)果，在PSPICE中進(jìn)行了仿真，在這個仿真中，系統(tǒng)看作兩個具有單輸出電流環(huán)的Buck變換器的并聯(lián)。合成的電流環(huán)傳遞函數(shù)如圖7所示，變換器的階躍響應(yīng)曲線如圖8所示。從圖中可以清楚地看到仿真的結(jié)果很好的符合了以上分析的結(jié)論。圖7  平均電流模式的閉環(huán)傳遞函數(shù)2009年09月21日 作者：王少坤 來源：中國電源博覽 編輯：樊曉琳 圖8  平均電流模式控制的輸出電流