1、開關電源控制環設計資料來源:Switching power supply control loop design(ASTEC-Application Note 5 譯者:smartway1. 緒論在開關模式的功率轉換器中, 功率開關的導通時間是根據輸入和輸出電壓來調節的。 因 而, 功率轉換器是一種反映輸入與輸出的變化而使其導通時間被調制的獨立控制系統。 由于 理論近似, 控制環的設計往往陷入復雜的方程式中, 使開關電源的控制設計面臨挑戰并且常 常走入誤區。 下面幾頁將展示控制環的簡單化近似分析, 首先大體了解開關電源系統中影響 性能的各種參數。 給出一個實際的開關電源作為演示以表明哪些器件與

2、設計控制環的特性有 關。測試結果和測量方法也包含在其中。2. 基本控制環概念2.1 傳輸函數和博得圖系統的傳輸函數定義為輸出除以輸入。 它由增益和相位因素組成并可以在博得圖上分別 用圖形表示。 整個系統的閉環增益是環路里各個部分增益的乘積。 在博得圖中, 增益用對數 圖表示。 因為兩個數的乘積的對數等于他們各自對數的和, 他們的增益可以畫成圖相加。 系 統的相位是整個環路相移之和。2.2 極點數學上,在傳輸方程式中,當分母為零時會產生一個極點。在圖形上,當增益以 20dB 每十倍頻的斜率開始遞減時, 在博得圖上會產生一個極點。 圖 1舉例說明一個低通濾波器通 常在系統中產生一個極點。其傳輸函數

3、和博得圖也一并給出。 2.3 零點零點是頻域范圍內的傳輸函數當分子等于零時產生的。在博得圖中,零點發生在增益 以 20dB 每十倍頻的斜率開始遞增的點,并伴隨有 90度的相位超前。圖 2描述一個由高通 濾波器電路引起的零點。 存在第二種零點,即右半平面零點,它引起相位滯后而非超前。伴隨著增益遞增,右半 平面零點引起 90度的相位滯后。右半平面零點經常出現于 BOOST 和 BUCK-BOOST 轉換 器中, 所以, 在設計反饋補償電路的時候要非常警惕, 以使系統的穿越頻率大大低于右半平 面零點的頻率。右半平面零點的博得圖見圖 3。 3.0 開關電源的理想增益相位圖設計任何控制系統首先必須清楚地

4、定義出目標。 通常, 這個目標是建立一個簡單的博得 圖以達到最好的系統動態響應, 最緊密的線性和負載調節率和最好的穩定性。 理想的閉環博 得圖應該包含三個特性:足夠的相位裕量,寬的帶寬,和高增益。高的相位裕量能阻尼振蕩 并縮短瞬態調節時間。 寬的帶寬允許電源系統快速響應線性和負載的突變。 高的增益保證良 好的線性和負載調節率。 3.1 相位裕量參看圖 4,相位裕量是在穿越頻率處相位高于 0度的數量。這不同于大多數控制系統教 科書里提出的從 -180度開始測量相位裕量。其中包括 DC 負反饋所提供的 180度初始相移。 在實際測量中,這 180度相移在 DC 處被補償并允許相位裕量從 0度開始測

5、量。根據奈奎斯特穩定性判據,當系統的相位裕量大于 0度時,此系統是穩定的。然而,有 一個邊界穩定區域存在,此處(指邊界穩定區,譯注 ,系統由于瞬態響應引起振蕩到經過 一個長的調節時間最終穩定下來。如果相位裕量小于 45度,則系統在邊界穩定。當相位裕 量超過 45度時,能提供最好的動態響應,短的調節時間和最少過沖。3.2 增益帶寬增益帶寬是指單位增益時的頻率,見圖 4,增益帶寬就是穿越頻率 Fcs 。最大穿越頻率 的主要限制因素是電源的開關頻率。 根據采樣定理, 如果采樣頻率小于 2倍信號頻率 (更嚴 謹一點的說法是應該小于 2倍最大信號頻率,譯注 ,則被采樣的信息就不能被完全讀取。 在開關電源

6、中, 開關頻率可以從輸出紋波中看得出來, 它是錯誤的信息, 并且必須不被 控制環路所傳遞。因此, 系統的穿越頻率必須小于開關頻率的一半, 否則, 開關噪聲和紋波會扭曲輸出電 壓中想要得到的信息,并導致系統不穩定。3.3 增益高的系統增益對于保證好的線性和負載調節率提供重要貢獻。 它能夠使 PWM 比較器在 響應輸入輸出電壓的變化時精確地改變電源開關的占空比, 通常, 需要在決定高增益和低相 位裕量之間做出權衡。4. 實際設計分析舉例用經典環路控制分析方法, 開關調整器的控制環分為四個主要部分:輸出濾波器, PWM 電路, 誤差放大器補償和反饋。 圖 5用方塊圖舉例說明這四部分, 圖 6舉例說明

7、一個開關電 源電路圖。 首先, 輸出電壓被反饋網絡降壓, 然后把這個反饋電壓送入誤差放大器, 使之與基準電 壓相比較而產生一個誤差電壓信號。 脈寬調制部分拾取這個誤差電壓并且把它與功率變壓器 的電流相比較并轉化為合適的占空比去控制輸出部分功率脈沖調制的數量。 輸出濾波器部分 使來自于功率變壓器的斬波電壓或電流平滑, 使反饋控制環完善。 下面確定每一部分的增益 和相位,并把他們聯合起來形成系統的傳輸函數和系統的增益相位點。4.1 反饋網絡 H(s反饋網絡把輸出電壓降到誤差放大器參考電壓的水平, 其傳輸式按簡單的電阻分壓式得 到: 4.2 輸出濾波部分 G1(S在電流模式控制系統中, 輸出電流被調

8、節以達到目標的輸出電壓。 輸出濾波部分把脈動 的輸出電流轉換為目標輸出電壓。小信號分析得到: 輸出電容的 ESR 和反饋網絡的電阻(R1+R2=RFB 反映出輸出濾波器傳輸函數的特性。 圖 7的電路分析給出 ESR 和 R SENSE 的影響。傳輸函數 G1(S給出 R FB 的初始低頻增益。這個增益在 f POLE =1/2*(R FB +ESR *C處開 始滾降,并在 f ZERO =1/2*ESR*C變為水平。 G1(S的博得圖見圖 8。 4.3 PWM電路部分 G2(S光耦電路把誤差放大網路產生的誤差信號傳輸到主邊。 AS3842 PWM電路把這個誤差 電壓與通過主邊功率變壓器的電流進

9、行比較。 然后功率場效應管的占空比被調制, 以提供足 夠的電流到副邊來維持想要的輸出。光耦的小信號傳輸函數是與光耦的電流傳輸比成比例的固定增益。 R5(原文誤為 R6, 式 5一并改為 R5,譯注是與光耦的二極管串聯的限流電阻,并且是 AS3842誤差放大器 的輸出阻抗(此句應該理解為 R5是這個 AS3842開關電源電路中,誤差放大器部分的輸出 阻抗,譯注 。這一點在應用文檔“ Secondary error amplifier with the AS431”中有深入的闡 述。從誤差放大器的輸出到 AS3842的 COMP 腳的傳輸函數是: V CATHODE 是 AS431的陰極電壓, 也

10、就是誤差補償放大器的輸出電壓。 CTR 是光耦的電流 傳輸比。 R5(原文為 R6, 譯注 是與光耦的二極管串聯的限流電阻。 R COMP 是 AS3842的 COMP 腳當其試圖拉電流超過它的最大輸出電流時的輸出阻抗。當誤差信號傳遞到補償腳以后, 將其與電流檢測信號比較。 圖 9表示一個電流檢測比較 器和開關部分的簡單框圖: 在閉環系統中,VCOMP與ISENSE維持同樣的電平.因此,IPRIMARY被VCOMP有效的調節: 從ISECONDARY以后(見圖 9 ,副邊電流或者說輸出電流與主邊電流成比例,把等式(4 重新排列表示出副邊電流與VCOMP之間的關系. 結合等式(3和(6得到 PWM 部分的傳輸函數: 傳輸函數 G2(s僅包含增益沒有相移. 6. 測量方法 為了保證準確的結果,測試信號接入節點的阻抗必須大于它的輸出阻抗.在圖 6 的測