1、鄭州大學畢業設計（論文）題 目： 基于SG3525的3KW逆變電源設計 指導教師： 王生德 職稱： 副教授 學生姓名： 潘傳義 學號： 20082410129 專 業： 電子信息工程 院（系）： 信息工程學院 完成時間： 2012年5月24日 2012年05月24日畢業設計（論文）任務書附表一 題目來源：科研課題名稱基于SG3525的3KW逆變電源設計設計人姓名潘傳義學號20082410129指導教師姓名、職稱王生德 副教授指導時間/地點新校區專業班級電子信息工程 1班一、設計（論文）內容1.分析開關電源各主要模塊的工作原理。2.介紹電路使用的主要器件，SG3525，開關管MOSFET等。3.

2、對高頻開關變壓器進行詳細的計算和設計。二、設計（論文）的主要技術指標1.最大輸出功率：3000W；2.輸出電壓：2000V；3.輸入電壓：48V；4.工作頻率：25kHz.三、進度安排第七學期期末兩周： 理解設計任務，查閱資料。第8學期： 12周 學習參考文獻和資料，完成開題報告。 35周 分析推挽式開關電源的工作原理。 610周 基于SG3525的3KW逆變電源的設計與調試。 1113 周 總結實驗結果，寫論文，準備答辯。四、畢業設計（論文）提交的文檔及基本要求1畢業論文一份（包含封皮、目錄、中英文摘要、內容及參考文獻）2不少于5000漢字的科技翻譯資料一份3、畢業論文簡介（A4紙12頁）（

3、包含題目、專業、年級、姓名、指導教師、畢業論文所做的工作、解決的問題、創新之處等）4畢業設計任務書5開題報告6畢業設計工作中期檢查表畢業設計（論文）開題報告附表二課題名稱基于SG3525的3KW逆變電源設計學生姓名潘傳義學號20082410129專業班級電子信息工程 1班一、選題的目的意義本電路利用48V直流蓄電池，可為后端提供3KW，2000V的高壓直流電源。本電路設計的初衷是為電子捕魚器后端產生脈沖波提供2000V直流電壓。高壓直流電源還可廣泛應用于電力部門、工礦、冶金、鋼鐵等企業動力部門對氧化鋅避雷器、電力電纜、變壓器、發電機等高壓電氣設備進行直流耐壓試驗。主要用于研究直流精電及換流站設

4、備和絕緣材料在直流高電壓下的絕緣強度、直流輸電線路電暈和離子流及其效應以及進行交、直流電力設備的泄漏電流試驗。二、國內外研究綜述1955年美國羅斯（GH.Roger）發明的自激振蕩推挽晶體管但變壓器直流變換器，是實現高頻轉換控制電路的開端，1957年美國查賽（Jen Sen）發明了自激式推挽雙變壓器，1964年美國科學家們提出取消工頻變壓器的串聯開關電源的設想，這對電源向體積和重量的下降獲得了一條根本的途徑。到1969年由于大功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復時間的縮短等元器件改善，終于做成了25KHz的開關電壓。目前，開關電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于電子計算機為主導的各種終

5、端設備，通信設備等幾乎所有的電子設備，是當今電子信息產業飛速發展不可或缺的一種電源方式。三、畢業設計（論文）所用的方法1.學習開關電源的相關知識。重點掌握推挽式開關電源的原理與設計。2.學會高頻開關變壓器的設計與制作。3.完成電路的焊接和調試。4.用示波器觀察關鍵點波形，分析實驗結果。四、主要參考文獻與資料獲得情況楊旭，裴云慶，王兆安. 開關電源技術，機械工業出版社，2004Abraham I.Pressman,Keith Billings,Taylor Morey著,王志強等譯. Switching Power Supply Design(Second Edition).電子工業出版社，20

6、05: 181207.王曉鋒，王京梅，孫俊，李莉.基于SG3525的開關電源設計.電子科技，2011年第24卷第六期五、指導教師審批意見簽字： 年 月 日畢業設計工作中期檢查附表三 2012年 3月 26日課題名稱基于SG3525的3KW逆變電源設計姓 名潘傳義專業和班級電子信息工程 1班指導教師王生德一、畢業設計具體內容、目標和可能遇到的問題具體內容：對推挽式開關電源的原理進行分析，設計了高頻開關變壓器。目標：完成電路設計，安裝調試，最終滿足設計要求。遇到的問題：高頻開關變壓器的設計，關于變壓器損耗的分析比較困難，特別是高頻時的集膚效應。另外，各主要器件的耐壓需要特別考慮。二、采取的研究方法

7、、技術路線、實驗方案及可行性分析研究方法：本課題利用推挽式開關變換實現DC/DC轉換，控制電路采用集成ICSG3525芯片。實驗方案：實驗中利用示波器對PWM脈沖波電壓，輸出電壓和變壓器進行分析考察。三、指導教師對學生出勤、文獻閱讀等方面的評語簽字： 年 月 日此表學生填寫，指導教師給出評語后，復印件于第五周交院教學辦公室。畢業設計工作中期檢查附表四 2012 年 4月 30日課題名稱基于SG3525的3KW逆變電源設計姓 名潘傳義專業和班級電子信息工程一班指導教師王生德一、階段性結果熟悉了推挽式開關電源工作原理和設計方法。熟悉了高頻開關變壓器的設計方法。對控制電路主要芯片SG3525有了初步

8、了解。熟悉了電路中的緩沖電路。二、存在的問題變壓器損耗分析誤差較大。頻率和電壓都較高，對元器件的選擇也有較高要求。三、后一步工作設想對開關變壓器在高頻環境下的集膚效應和鄰近效應做更進一步的學習。對整個電路進行模擬軟件仿真。下載一些相關論文，學習論文寫作方法，構思論文結構。四、指導教師對學生出勤、論文進展方面的評語簽字： 年 月 日指導教師組織學生口頭匯報后，學生填寫該表，教師給出評語后，于第十周交院教學辦公室。基于SG3525的3KW逆變電源設計摘要 對開關電源常用的電力電子器件做了簡單介紹，重點介紹了SG3525芯片的內部結構及其特性和工作原理，介紹了開關管MOSFET的工作原理和開關動態特

9、性等。設計了一款基于SG3525的推挽式DC-DC開關電源，提供高達2000V的直流電壓。給出了系統的電路設計方法以及主要電路模塊的原理分析和參數計算，特別是對開關電源高頻變壓器的設計給出了詳盡的原理分析和各個參數的詳細計算。該電路采用兩組相同的推挽變換電路且輸出串聯的設計，對變壓器和整流濾波電路進行了有效的分壓，降低了對各種電力電子器件參數的要求，提高了系統的可靠性。實驗結果表明，該電源具有效率高，輸出有效電壓滿足設計要求且運行可靠等優點。關鍵詞：開關電源； SG3525；DC-DC；高頻變壓器Abstract A brief introduction on the

10、60;switching power supply commonly used power electronic devices, introduced with emphasis on the SG3525chip's internal structure and its characteristics and working principle, introduces the working principle of switching tube MOSFET and switch dynamic characteristics. Design of a SG3

11、525 based on the push-pull type DC-DC switch power supply, providing high up to 2000V DC voltage. Presents the system design method of the circuit and main circuit module principle analysis and calculation of the parameters, especially for high frequency switching power supply transformer design are

12、 given in detail the principle analysis and parameters calculation. The circuit adopts two groups of identical push-pull converter circuit and output series design, the transformer and a rectifying filter circuit carried out effective pressure, reduced to the various power electronic device paramete

13、r requirements, improve the reliability of the system. The experimental results show that, the power supply has the advantages of high efficiency, output voltage meet the design requirements and the reliable operation and so on.Key words: Switching Power Supply ;SG3525; DC-DC; High-frequency Transfo

14、rmer 目錄一、緒論51.1 選題的目的和意義51.2 國內外研究和發展綜述51.3 本文的主要工作6二、電路設計及原理分析72.1 系統整體結構及主要電路72.2 推挽變換電路設計與分析82.3 SG3525控制電路設計112.3.1 SG3525管腳圖及內部結構122.3.2 SG3525工作原理132.3.3 SG3525外圍電路設計及參數計算142.4 整流濾波設計152.4.1 整流電路設計152.4.2 濾波電路設計162.5 輔助電路設計192.5.1 緩沖電路設計192.5.2 驅動電路設計20三、變壓器設計及元器件選用213.1 高頻變壓器設計213.1.1 開關變壓器工作

15、原理213.1.2 變壓器磁心材料、幾何結構的選擇223.1.3 峰值磁通密度的選擇243.1.4 高頻變壓器參數計算243.1.5 變壓器損耗263.2 開關管MOSFET273.2.1 MOSFET開關動態特性273.2.2 MOSFET的選用及主要參數計算283.3 快恢復二極管FRD29快恢復二極管特性：293.3.2 快恢復二極管的選用30四、實驗結果及分析31致謝33參考文獻34附錄35一、緒論1.1 選題的目的和意義選題基于SG3525的3KW逆流電源設計本電路利用48V直流蓄電池，可為后端提供3KW，2000V的高壓直流電源。本電路設計的初衷是為電子捕魚器后端產生脈沖波提供20

16、00V直流電壓。捕魚器利用高頻信號推動功率晶體管進行逆變，儲能，再置換成低頻的脈沖波，產生強大的低頻電場，對魚、鱉等水中一切冷血動物的心臟和腦部神經擊昏缺氧，本能地浮出水面但不致死。屬于一種生態捕魚模式，具有捕魚又快又多、取大魚舍小魚的特點，既可以高效率捕魚創收，又可以讓漁業資源循環發展，讓漁業得以持續健康發展，避免了掠奪性的捕撈。高壓直流電源還可廣泛應用于電力部門、工礦、冶金、鋼鐵等企業動力部門對氧化鋅避雷器、電力電纜、變壓器、發電機等高壓電氣設備進行直流耐壓試驗。主要用于研究直流精電及換流站設備和絕緣材料在直流高電壓下的絕緣強度、直流輸電線路電暈和離子流及其效應以及進行交、直流電力設備的泄

17、漏電流試驗。另外還可以作為其他高壓試驗設備如沖擊電壓發生器、沖擊電流發生器、振蕩回路等的電源。直流高壓在其他科技領域里，如物理學(加速器、電子顯微鏡等)、電子醫療設備(X射線)、工業應用 (廢氣沉淀、靜電噴漆等)、或電子通信(電視、廣播 站)等方面也被廣泛應用。具體可用于實驗室、電子設備、自動測試設備，電阻器、繼電器、電機等電子元件老化及例行試驗，電子檢驗設備、生產流水線設備、通訊設備檢測以及其它一切需要使用直流電源的場合。1.2 國內外研究和發展綜述 1955年美國羅斯（GH.Roger）發明的自激振蕩推挽晶體管但變壓器直流變換器，是實現高頻轉換控制電路的開端，1957年美國查賽（Jen S

18、en）發明了自激式推挽雙變壓器，1964年美國科學家們提出取消工頻變壓器的串聯開關電源的設想，這對電源向體積和重量的下降獲得了一條根本的途徑。到1969年由于大功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復時間的縮短等元器件改善，終于做成了25KHz的開關電壓。目前，開關電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于電子計算機為主導的各種終端設備，通信設備等幾乎所有的電子設備，是當今電子信息產業飛速發展不可或缺的一種電源方式。可以預計，下面幾個問題是開關電源發展的永恒方向：1) 開關電源頻率要高，這樣動態響應才能快，配合高速微處理器工作是必須的，也是減小體積的重要途徑。2）體積要減小，變壓器電感、電容都要

19、減小體積。3）效率要高，產生的熱能會減少，散熱會容易，容易達到高功率密度。1.3 本文的主要工作本電路主要利用開關電源技術實現。顧名思義，開關電源就是電路中的電力電子器件工作在開關狀態的電源。因而，開關電源的損耗較小，這是電力電子電路的一個顯著特點。 開關電源電路也是電力電子電路的一種。通常把電力分為交流（AC）、直流（DC）兩大類。因此，基本的電力電子電力就可分為四大類型，即AC-DC電路、DC-AC電路、AC-AC電路、DC-DC電路。對AC-AC電路，可以變換的對象有頻率、相數、電壓和電流等。對于DC-DC電路，可以變換的主要對象是電壓和電流。本電路利用開關電源技術DC-DC轉換，變換對

20、象即為直流電壓。相較于傳統的線性穩壓電源，開關電源有2個突出特點： 1）該電路中調節輸出電壓的逆變電路中的電力電子器件都工作在開關狀態，損耗很小，使得電源的效率可達到90%以上，甚至95%以上。2）電路中起隔離和電壓變換作用的變壓器是高頻變壓器，其工作頻率多在20KHz以上。因為高頻變壓器的體積可以做得很小，從而使整個電源的體積大為減小，重量也減輕。同時由于工作頻率高，濾波器的體積也大為減小。根據開關器件在電路中連接的方式，目前比較廣泛使用的開關電源，大體上可分為：串聯式開關電源、并聯式開關電源、變壓器式開關電源等三大類。其中，變壓器式開關電源（后面簡稱變壓器開關電源）還可以進一步分成：推挽式

21、、半橋式、全橋式等多種；根據變壓器的激勵和輸出電壓的相位，又可以分成：正激式、反激式、單激式和雙激式等多種；如果從用途上來分，還可以分成更多種類。本電路采用推挽式開關變換，利用SG3525作為主要的控制芯片，產生兩路互補的PWM波控制開關管的通斷。為提高PWM波驅動能力，加入橋式功率放大電路。濾波整流電路則采用橋式整流，RC濾波電路。考慮到電路環境的復雜性以及元器件的誤差，電路在設計時部分參數留有較大余量。本電路的不同之處在于：產生高電壓的同時，由于采用兩路相同變換最后輸出電壓串聯的設計，并沒有大幅提高元器件的耐壓要求，因而使得電路的穩定性和可靠性更高。二、電路設計及原理分析 2.1 系統整體

22、結構及主要電路整體系統結構如圖1所示，由推挽電路，橋式整流電路，PWM控制電路及其他輔助電路組成。電路原理圖見附錄。其中換能電路采用推挽變換，整流濾波采用橋式整流，PWM控制電路以集成IC芯片SG3525為為主要控制器件。其他主要輔助電路包括RCD緩沖電路，橋式功率放大電路以及本電路采用的兩路相同變換最后輸出電壓串聯的設計。DC2000VDC48V入整流濾波推挽電路 橋式功率放大PWM控制電路 圖1 推挽式整體系統結構框圖 本電路實現了從直流48V電壓逆變到2000V直流電壓的DC-DC變換供后續電路使用。該系統工作過程為：第一階段：48V直流輸入電壓Ui經推挽電路變換成高頻交流方波電壓；第二

23、階段：產生的交流方波電壓經整流濾波電路產生直流輸出2000V； 本系統在實際的電路中采用兩路相同的推挽電路最后分別產生1000V直流電壓，串聯后實現2000V直流輸出。 本電路技術指標為：輸入電壓：蓄電池提供直流48V輸出電壓：額定直流2000V輸出功率：最大3000W輸出波紋：無特殊要求，因而無需穩壓設計。 下面將分別對各個功能模塊進行詳細介紹。2.2 推挽變換電路設計與分析推挽式變壓器開關電源，由于兩個開關管輪流交替工作，相當于兩個開關電源同時輸出功率，其輸出功率約等于單一開關電源輸出功率的兩倍。因此，推挽式變壓器開關電源輸出功率很大，工作效率很高，經橋式整流或全波整流后，僅需要很小的濾波

24、電感和電容，其輸出電壓紋波就可以達到非常小，符合設計要求。電路中采用的推挽變換電路簡化結構如圖2所示，其屬于雙端式變換電路。圖中橋式整流電路由D1、D2、D3、D4組成，C為儲能濾波電容，R為負載電阻，Uo為直流輸出電壓，Io為流過負載電阻的電流，關于整流濾波部分下文將有詳細介紹。 圖2 推挽電路簡化結構圖 推挽電路中，初級繞組N1=N2，兩個開關管K1、K2交替導通，在繞組N1、N2兩端分別形成相位相反的交流電壓，即將輸入直流電壓Ui變換成高頻交流方波電壓。當激勵消失時，K1，K2管均截止，其集電極施加的電壓均為輸入電壓Ui。兩開關管K1、K2不能同時導通，否則就相當于變壓器初級繞組短路。因

25、此，必須避免兩個開關管同時導通，兩個開關管各自的占空比不能超過0.5，并且要留有死區。 圖3是推挽式變壓器開關電源，在兩個控制開關K1和K2交替接通和斷開，且占空比D均等于0.5時，各主要工作點的電壓、電流波形。 圖a)和圖b)分別表示控制開關K1接通時，開關變壓器初級線圈N1繞組兩端的電壓u1的波形，以及流過變壓器初級線圈N1繞組兩端的電流i1波形。K1導通，K2截止，Ui通過K1加到變壓器的初級繞組N1上。由于變壓器的作用，因此將有2倍的輸入電壓(2Ui)施加于截止的開關管K2。 圖c)和圖d)分別表示控制開關K2接通時，開關變壓器初級線圈N2繞組兩端的電壓u2的波形，以及流過變壓器初級線

26、圈N2繞組兩端的電流i2的波形。K2導通，K1截止時，K1承受的斷態電壓亦為2倍輸入電壓即2Ui。 圖e)和圖f)分別表示控制開關K1和K2輪流接通時，開關變壓器次級線圈N3繞組兩端輸出電壓Uo的波形，以及流過開關變壓器次級線圈N3繞組兩端的電流波形。 推挽電路電壓比為： 在推挽型電路中，其占空比定義為： 其中，Ton為周期內的導通時間，Ts為信號周期，即1/fs. 圖3 橋式整流輸出推挽電路主要工作點波形由于推挽式變壓器開關電源中的兩個控制開關K1和K2輪流交替工作，其輸出電壓波形非常對稱，并且開關電源在整個工作周期之內都向負載提供功率輸出，因此，其輸出電流瞬間響應速度很高，電壓輸出特性很好

27、。推挽式變壓器開關電源是所有開關電源中電壓利用率最高的開關電源，它在輸入電壓很低的情況下，仍能維持很大的功率輸出，所以推挽式變壓器開關電源被廣泛應用于低輸入電壓的DC/AC逆變器，或DC/DC轉換器電路中。此外變壓器雙向勵磁，變壓器一次電流回路中只有一個開關，通態損耗較小，驅動簡單，且輸出紋波電壓小，適用于功率在幾百瓦到幾千瓦低輸入電壓的開關電源。因此本電路采用推挽型電路是合適的。本電路實際采用的推挽電路如下圖4所示，其中開關管采用MOSFET。 圖4 實際采用的推挽電路簡圖 推挽式變換器由于使用兩只MOSFET管，有時也會出現偏磁現象，出現這一現象是由兩只開關管的存儲時間和開關時間的差異所致

28、。加在變壓器上的正、負電壓持續的時間不同，經過幾個周期的積累，就會出現單繞組勵磁飽和現象和偏磁現象。因此，在選用MOSFET管時，盡量使兩只管子的技術參數保持一致。其次，在設計時它的工作頻率應小于100kHz。2.3 SG3525控制電路設計控制電路以SG3525為控制芯片，外圍電路簡單。SG3525是SGS-Thomson公司生產的采用電壓模式控制的通用集成PWM控制器。它簡單可靠及使用方便靈活，輸出驅動為推挽結構的跟隨電路，增加了驅動能力；內部含有欠壓鎖定電路、軟啟動控制電路、PWM鎖存器；有過流保護功能，頻率可調，同時能限制最大占空比。在本次畢設中作為重要的控制電路，下面對其做簡要介紹。

29、2.3.1 SG3525管腳圖及內部結構 圖5 SG3525引腳功能 圖6 SG3525內部結構圖Inv.input（引腳1）：誤差放大器反向輸入端；Noninv input（引腳2）：誤差放大器同向輸入端；Sync（引腳3）：振蕩器外接同步信號輸入端；OSC Output（引腳4）：振蕩器輸出端；CT（引腳5）：振蕩器定時電容接入端Ct；RT（引腳6）：振蕩器定式電阻接入端Rt；Discharge（引腳7）：振蕩器放電端；該端與引腳5之間外接一只100放電電阻，構成放電回路；Soft-Start（引腳8）：軟啟動電容接入端，該端到地所連接的電容可以決定該芯片的軟啟動時間，一般為110 F，現

30、取1F；Compensation（引腳9）：PWM比較器補償信號輸入端。在該端與引腳2 之間接入不同類型的反饋網絡，可以構成比例、比例積分和積分等類型調節器；Shutdown（引腳10）：外部關斷信號輸入端，端接高電平時控制器輸出禁止；在本電路中接地；Output A（引腳11）：輸出端A，引腳11和引腳14是兩路互補輸出端；Ground（引腳12）：信號地；Vc（引腳13）：輸出機偏置電壓接入端；Output B（引腳14）：輸出端B；Vcc（引腳15）：偏置電源接入端；Vref（引腳16）：基準電源輸出端，該端可輸出一溫度穩定性極好地基準電源；2.3.2 SG3525工作原理1)直流電源U

31、s從腳15接入后分兩路，一路加到或非門，另一路送到基準電源穩壓器的輸入端，產生穩定的+5V基準電壓。+5V再送到內部（或外部）電路的其他元器件作為電源。2）振蕩器的輸出分為兩路，一路以時鐘脈沖形式送至雙穩態觸發器及兩個或非門，雙穩態觸發器觸發，形成PWM信號的上升沿；3）另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相輸入端，比較器的反向輸入端接誤差放大器（EA）的輸出；誤差放大器（EA）的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進行比較，當三角波的瞬時值高于EA的輸出時，PWM比較器翻轉，觸發雙穩態觸發器翻轉，形成PWM信號的下降沿；4）或非門的另兩個輸入端分別為雙穩態觸發器和振蕩器鋸齒波。雙穩態觸發器的兩個輸出互補，

32、交替輸出高低電平，將PWM脈沖送至三極管VT1及VT2基極，鋸齒波的作用是加入死區時間，保證VT1及VT2不同時導通。VT1及VT2分別輸出相位差為180度的PWM波。2.3.3 SG3525外圍電路設計及參數計算由于人耳可聽到的音頻范圍大致為20Hz-20kHz，因此逆變器的開關頻率大多選在20kHz以上，本電路選用25kHz，以避免噪聲污染。因而振蕩器輸出頻率為約50kHz，振蕩器頻率由外接電阻Rt和電容Ct決定，外接電容同時還決定死去時間的長短。其公式為： 其中Rd為引腳6、7間跨接的電阻值；本電路取Ct=1nF，Rt=27k，Rd=100。計算得振蕩器實際輸出頻率約為52kHz，PWM

33、輸出頻率約為26kHz。由于電容及電阻的誤差實測約為25KHz。當SG3525調頻電阻Rt、調頻電容Ct一定時，改變脈沖寬度，就會得到輸出脈沖寬度不同的一系列脈沖，得到引腳11、14輸出調寬電壓與占空比的關系，當脈寬為周期的12時，輸出電壓幅度值最大。因此選擇占空比約50%，考慮到預留死區時間，實際選用占空比48%，死區時間2%。軟起動電容接入端接一個1F的軟起動電容，只有軟啟動電容充電至其上的電壓使引腳8處于高電平時，SG3525才開始工作。系統中的基準比較調節電路則由基準引腳Uref，同相輸入端及外圍電路構成。2腳的電壓固定值為5.1V。由于本電路對輸出電壓穩定性要求不高，且高輸出電壓的反

34、饋穩壓調節復雜，故而沒有反饋調節電路。但考慮到某些特殊要求，9腳外接可調變阻器，與SG3525的1、2引腳一起構成一個可手動調節的PI調節器。其輸出與5腳鋸齒波和軟啟動電容一起可控制PWM控制器以產生方波。它的輸出級11、14腳輸出兩路互補的PWM波。另外實際測試中，輸出的PWM方波下降沿有抖動，在9腳與地端接入RC濾波電路，消除影響。SG3525控制電路設計如下圖：圖7 SG3525控制電路2.4 整流濾波設計2.4.1 整流電路設計 全橋整流電路及全波整流電路均能將交流脈沖轉換為直流電壓，即單一方向的脈沖電壓。全波電路二極管承受的反向點電壓是全橋電路的2倍，因而適用于輸出電壓為5-100V

35、的低壓電路，因此本電路選用全橋整流電路。 輸出電路要求輸出功率3000W，輸出電壓2000V。由于輸出高壓，對元器件要求較高，故本電路采用兩相同變換電路串聯方式分壓，則每個整流電路電壓1000V，功率1500W，則負載電流1.5A。由于耐壓要求較高，本電路采用雙二極管串聯視為一個VD，可以較好地降壓。本電路中全橋整流電路由8個二極管以及RC濾波元件構成，其結構如圖8所示： 圖8 全橋整流電路全橋整流工作原理：為分析方便，如圖8，將兩個執行相同功能的二極管視為一個VD，分別為VD1、VD2、VD3、VD4。當次級方波脈沖為正時，電流由A點流出，經VD1，RC，VD3流入B點，負載電壓Uo=100

36、0V，VD2和VD4承受的反向電壓為-Uo，即-1000V；當次級方波脈沖為負時，電流由B點流出，經VD4，RC，VD2流入A點，負載電壓Uo=1000V，VD1，VD3承受方向電壓Uo=-1000V。這樣，由于VD1，VD3和VD2，VD4兩對二極管交替導通，使得負載在整個方波脈沖周期內都有電流通過，且方向不變，輸出電壓Uo=1000V。2.4.2 濾波電路設計 整流電路的輸出電壓雖然是單一方向的，但是仍然含有較大的交流成分，不能適應大多數電子電路及設備的需要。因此，在整流后，還需利用濾波電路將脈沖的直流電流電壓變為平滑的直流電壓。本電路采用RC電容濾波電路，電容濾波電路是最常見也是最簡單的

37、濾波電路，在整流電路的輸出端（即負載電阻R兩端）并聯一個電容C即構成電容濾波電路，如圖9所示：圖9 濾波電路濾波電容容量較大，因而一般均采用電解電容，利用電容的充放電作用以及電容電壓的連續性，是輸出電壓趨于平滑。經電容濾波后波形如圖10所示：圖10 濾波后波形工作原理： 當變壓器次級側方波脈沖電壓U2處于正半周并且數值大于電容電壓Uc時，二極管VD1,VD3導通，電流一路流經負載電阻RL，另一路對電容C充電。當脈沖電壓U2上升到峰值后開始下降，電容通過負載電阻RL放電，其電容Uc也開始下降，趨勢與U2基本相同，但是由于電容按指數規律放電，所以當U2下降到一定數值后，Uc的下降速度小于U2的下降

38、速度，使得Uc大于U2從而導致VD1，VD3反向偏置而變為截止。此后，電容C繼續通過RL放電，Uc按指數規律緩慢下降；當U2的負半周幅值變化到恰好大于Uc時，VD2，VD4正向導通，U2再次對C充電，Uc上升到U2的峰值后又開始下降，下降到一定數值時VD2，VD4變為截止，C對RL放電，Uc按指數規律下降；放電到一定數值時VD1，VD3變為導通，重復上述過程。電容充電的時間常數通常較放電常數小，因此濾波效果常取決于放電時間，即電容愈大，負載電阻愈大，濾波后輸出電壓愈平滑，并且其平均值愈大。其平均值應為，當RLC=（35)Ts/2時，Uo=1.2U2。為獲得較好的濾波效果，在實際電路中，應選擇濾

39、波電容的容量滿足RLC=（35）Ts/2的條件，電容耐壓應大于U2。本電路采用4個相同的RC濾波電路串聯分壓，則每個電容耐壓應大于250V。另外，電阻R還可對并聯的電容C均壓，防止出現局部電壓過高，擊穿電容的情況發生。經試驗，可選用220U/450V的電解鋁電容，C=220uF，耐壓U=450V，RL可選用100K/3W電阻，其阻值R=100k。本電路采用的濾波整流電路如圖11所示，用兩路相同的整流濾波電路串聯分壓，有效地降低了二極管和電解電容的耐壓要求。上下兩路經濾波整流后分別得到直流輸出電壓1000V，串聯之后合計得到2000V直流輸出，滿足設計要求。圖11 實際濾波整流電路2.5 輔助電

40、路設計2.5.1 緩沖電路設計由于本電路開關頻率高達25kHz，MOSFET開關速度較快。由于分布電容，電感的影響，會使得在MOSFET管開通關斷過程中產生過壓或過電流，縮短MOSFET管壽命，甚至于擊穿。因此需采用緩沖電路對其進行抑制。緩沖電路又稱為吸收電路，主要用于抑制器件在開關過程中產生的過電壓、過電流，限制du/dt和di/dt，并減小器件的開關損耗。其原理圖如下： 圖12 RCD緩沖電路工作原理：在開關管Q1或Q2關斷瞬間，負載電流經D1或D2對電容充電，使其電壓逐漸上升，從而抑制了器件兩端的電壓上升率，抑制了可能的開關管兩端的尖峰電壓。兩二極管D1,D2抑制了此后電容放電的回流，阻

41、止了可能出現的震蕩，電容器上的過剩電荷通過吸收電阻逐漸放電。2.5.2 驅動電路設計由于控制電路產生的PWM方波電流驅動能力較弱，因此在開關管與控制電路之間加入橋式功率放大電路。其電路結構如圖13所示。其中，由于有兩路相同的推挽變換，因而圖中有兩路相同功率的功率放大電路。僅分析其中一路即可。工作原理：設四只管子特性理想對稱，靜態時均處于截止狀態，負載上電壓為零。設晶體管b-e間的開啟電壓可忽略不計，輸入為方波脈沖。1）當PWM方波脈沖14腳導通，11腳截止時，V1導通，V2，V3，V4截止，方波脈沖經V1放大后流入開關管K1。由于V3截止，開關管K2亦截止。2）當PWM方波脈沖11腳導通，14

42、腳截止時，V3導通，V1，V2，V4截止，方波脈沖經V3放大后流入開關管K2。由于V1截止，開關管K1亦截止。11管腳和14管腳交替導通，使得開關管經功率放大電路放大后亦同步交替導通。圖13橋式功率放大電路三、變壓器設計及元器件選用3.1 高頻變壓器設計3.1.1 開關變壓器工作原理開關變壓器一般都是工作于開關狀態；當輸入電壓為直流脈沖電壓時，稱為單極性脈沖輸入，如單激式變壓器開關電源；當輸入電壓為交流脈沖電壓時，稱為雙極性脈沖輸入，如雙激式變壓器開關電源；因此，開關變壓器也可以稱為脈沖變壓器，因為其輸入電壓是一序列脈沖。推挽電路變壓器即為雙激式變壓器，其簡化形式如圖14所示,推挽電路變壓器突

43、出特點是初級線圈有一個中心抽頭，且匝數N1=N2。在圖14中，DC48V輸入電壓接入時，由于推挽電路變壓器兩開關交替導通而產生一系列交流脈沖電壓方波分別加到變壓器初級線圈兩端時，開關變壓器就會分別在初級線圈N1，N2產生正、反方向的勵磁電流流過，同時，在開關變壓器的鐵芯中就會分別產生正、反兩個方向的磁場，在磁場強度為H的磁化作用下又會產生與磁場強度H對應的磁通密度B或磁通 。圖14 推挽開關變壓器簡圖在磁場強度為H的磁場作用下產生的磁通密度為B的磁力線通量，簡稱磁通，用“ ”表示；磁通密度B或磁通受磁場強度H的作用而發生變化的過程，稱為磁化過程。所謂的勵磁電流，就是讓變壓器鐵芯充磁和消磁的電流

44、。3.1.2 變壓器磁心材料、幾何結構的選擇1）磁心材料：大多數開關電源的變壓器都采用鐵氧體磁心，鐵氧體是一種陶瓷性的鐵磁材料，它是由氧化鐵和其他錳、鋅氧化物混合構成的晶體。因為它有很高的電阻率，所以鐵氧體的渦流損耗很低。如果采用的材料的損耗只源于磁滯損耗，那么這種數值很小的損耗不會影響該材料使用在1MHz的場合。選擇鐵心材料時主要參考材料的鐵損，鐵氧體磁心的損耗僅為磁滯損耗。所謂磁滯損耗，即交流磁場反復對變壓器鐵芯進行磁化時，總需要額外地有一部分磁場能量被用來克服磁矯頑力和消除剩余磁通，這一部分用來克服磁矯頑力和消除剩余磁通的磁場能量，對于變壓器鐵芯來說，是不起增強磁通密度作用的，它屬于一種

45、損耗。磁滯損耗與磁滯回線所包含的面積成正比，如圖15所示：圖15 鐵心材料磁滯回線2）幾何結構：磁心的各種幾何形狀有罐狀或球狀，RM型、EE型、PQ型、UU型或UI型。其中，EE型磁心應用得最為廣泛，因為EE型磁心沒有像罐狀磁心那樣限制繞線引進導出的狹窄缺口。由于這類磁心的線圈沒有完全被鐵氧體包圍，它將產生較大的EMI-RFI磁場，但同時由于有氣流不受阻礙的流過，磁心散熱條件好。EE型磁心有方形和圓形兩種各種形狀的中心柱。EE型磁心尺寸有很大變化范圍，不同頻率和峰值磁通密度下，EE型磁心能傳送5W-10kW的功率。 如果將兩個方形中心柱磁心并聯，磁心面積將加倍，在初級電壓，峰值磁感應強度及頻率

46、固定的情況下，線圈匝數將減少一半，與單個磁心相比，這種方式會使輸出功率加倍，并減小變壓器。因而，在本電路中即采用這種方式。EE型鐵心如圖16所示圖16 EE型鐵心3.1.3 峰值磁通密度的選擇峰值磁通密度Bmax的選擇是很重要的，如果Bmax已確定，則可以通過法拉第定律：式中，E為變壓器感應電壓，N為繞組匝數，Ae為此磁心截面積，dB為磁通變化。其中dB=2Bmax.由式中可以看出，Bmax越大，初級匝數越少，可允許的繞線尺寸就越大，因而就能獲得更大的輸出功率。 對于鐵氧體磁心來說，峰值磁通密度受到鐵損的限制。鐵損增大了磁心的溫升。在大多數鐵氧體材料中，鐵損是峰值磁通密度的2.7次冪，因此峰值

47、磁通密度值不允許太大，尤其在頻率很高的情況下。因為鐵氧體鐵損同時也隨開關頻率很快的上升，它是開光頻率的1.7次冪。 因此，對鐵氧體變壓器來說，在頻率低于50KHz時，峰值磁通密度在低于1600G的情況下是合適的，在本次設計實例中，峰值磁通密度選在1200G。3.1.4 高頻變壓器參數計算 1.電壓比Kt 電壓比計算的原則是電路在最大占空比和最低輸入電壓的條件下，輸出電壓能達到要求的上限，考慮到電路中的壓降，輸出電壓應留有余量，即： 本電路采用兩路相同變換電路，因此輸入電壓（DC）Ui=48 V，輸出電壓（DC）Uo=1000V，Dmax=Ton/Ts/2，最大取值為1，Uimin=48V，Uo

48、max=1000V，電路壓降即整流二極管壓降和電路線路壓降，4個二極管壓降4*0.6=2.4V，則總電路壓降約取U=3V。可得Kt=0.048，即1Kt=20.9。2.鐵芯選擇 目前變壓器較為簡潔并且常用的設計方法是Ap（Ap=AeAw）法，即用鐵心的截面積Ae和窗口截面積Aw的乘積確定該鐵心的容量。 計算出電壓比后，對于推挽變換電路可根據以下公式選取合適的鐵芯： 式中，Ae為鐵芯磁路截面積，Aw為鐵芯窗口面積；Pt為變壓器傳輸的功率，電路中取值1500W；為開關頻率，電路中取值為25kHz； B為鐵芯材料所允許的最大磁通密度的變化范圍，B=2Bmax,則取值0.24T；dc為變壓器繞組導體的

49、電流密度，取值4A/mm2；Kc為繞組在鐵心窗口中的填充因數，取值0.5。得AeAw1.5×10-7。在本次設計實例中選擇兩個EE磁心并聯，磁心面積Ae將加倍，選取的鐵芯型號為EE80，該型號鐵芯，單個有效鐵心截面積Ae=4×10-4，鐵芯窗口面積Aw=1.12×10-3；則鐵芯并聯的截面積窗口面積的積為8.96×10-7,可滿足要求。3.繞組匝數 選定鐵芯后，便可根據以下公式計算繞組匝數： 式中，N為所計算的繞組的匝數；Sv為這一繞組承受的最大伏秒面積，其定義為，為鐵芯材料允許的最大磁通密度變化范圍；Ae為鐵芯截面積。 由于電壓比已知，可以首先計算一次

50、或二次繞組匝數中的任意一個，然后根據電壓比推算出另一個繞組匝數，通常計算二次匝數更容易一些，對推挽型電路其二次匝數公式：其中取值0.24T，Ae取值8×，Uo取值1000V，Ts=40s；則N2=104.一次繞組匝數可由二次繞組匝數和電壓比推算得到，N1=N2*Kt=5；4.繞線直徑設變壓器效率為=80%，繞線電流密度J=4A/mm2；由于采用兩路相同變壓器，故每個變壓器Po=1500W，則Pin=Po/=1875W。又Ui=48V，則初級電流有效值可由公式：Irms=Pin/Ui，算得Irms=39.06A。同理可求得Iorms=Po/Uo=1.5A。由繞線直徑計算公式：則初級繞線

51、直徑dwp=1.13*39.06/4=3.53mm，即用8根AWG #26（單根0.48mm）線并繞次級繞線直徑dwp=1.13*1.5/4=0.69mm。用2根AWG #28（單根0.39mm）線并繞； 根據一次匝數5匝，二次匝數104匝繞制變壓器，在變壓器的繞制過程中，為了減少漏感，要將一次繞組和二次繞組緊密耦合。3.1.5 變壓器損耗變壓器的損耗主要有繞線銅損，集膚效應導致的損耗等；繞線銅損的計算公式為Irms2Rdc，其中Irms為電流有效值，Rdc為繞組的直流阻抗；在考慮變壓器的損耗時，由于集膚效應帶來的繞組損耗往往大得多。線圈中的可變磁場感應產生了渦流，從而導致了集膚效應。集膚效應

52、是由導線的自感產生的渦流引起的。集膚效應的電流只流經繞線外層極薄的部分，這部分的厚度或環形導電面積與頻率的平方根成反比。因此，頻率越高，繞線損失的固態面積就越多，增加了交流阻抗從而增大了銅損。雖然在本次設計實例中，開關頻率為25KHz的較低頻率，但電流波形都是矩形波，其高頻傅里葉分量很大，即使頻率較低，表層阻抗仍然很大，必須充分考慮集膚效應的影響。 集膚效應的定義為由于集膚效應使導體內的電流密度下降到導體表面電流密度的1/e或37%處的徑向深度。銅線的集膚效應深度為： 其中，厚度S的單位是密耳，頻率f單位為Hz。3.2 開關管MOSFET3.2.1 MOSFET開關動態特性 在MOSFET開通

53、關斷時，由于輸入電容的影響，其開關過程是有延遲的。 MOSFET開關過程如圖17所示。 圖17 功率MOSFET開關過程 a)測試電路 b）開關波形MOSFET開通過程：當管子開通時，柵極電壓Ugs呈指數規律上升，在Ugs上升到開啟電壓Ut時，MOSFET開始導通，漏極電流Id隨著Ugs的上升而增加；當Ugs達到使MOSFET進入非飽和區的柵極電壓Ugsp后，MOSFET進入非飽和區，此時雖然Ugs繼續升高，但Id已不再變化；從Ugs開始上升至MOSFET開始導通間的時間稱為開通延遲時間Tdon，Ugs從Ut上升到Ugsp的時間段稱為上升時間Tr，MOSFET的開通時間則定義為開通延遲Tdon

54、時間與上升時間Tr之和。MOSFET關斷過程：當管子關斷時，同樣由于輸入電容的影響，Ugs呈指數規律下降，當Ugs低于Ugsp時，漏極電流Id開始下降，直至Ugs低于開啟電壓Ut，Id下降到零。從Ugs開始下降至MOSFET開始關斷的時間稱為關斷延遲時間Tdoff，Ugs從Ugsp下降到UgsUt時溝道消失，Id從通態電流降為零的時間段稱為下降時間Tf，MOSFET的關斷時間Toff定義為關斷延遲Tdoff和下降時間Tf之和。3.2.2 MOSFET的選用及主要參數計算1）漏源擊穿電壓Udss Udss即MOSFET的最大耐壓，通常為結溫在25150之間，對漏源極的擊穿電壓。該參數限制了MOSFET的最高工作電壓，常用的MOSFET的Udss通常在1000V以下，尤其以500V及以下器件的各項性能最佳。本電路采用推挽型變換，兩開關管即MOSEFT管交替導通，