1、1. 本課題得到2003年高等學校博士學科點專項科研基金（編號：20030248043）的資助。-1-一種基于三相有源濾波器的整流器拓撲結構韓楊，M. M. Khan，姚鋼，周荔丹，陳陳上海交通大學電氣工程系，上海（200030）E-mail ：摘 要：本文提出一種新型的基于三相有源濾波器的整流器拓撲結構，該拓撲結構用于提供整流器非線性負載的諧波和無功補償。與傳統的并聯有源濾波器相比，該拓撲結構的有源濾波器在數字控制延遲下，任有很好的穩定裕度，它能有效的抑制數字控制固有延遲引起的負荷與系統間阻抗振蕩，能與無源濾波器并聯運行，降低有源部分容量，從而減小損耗和降低裝置成本，可以采用簡單的控制方法實

2、現諧波和無功功率的綜合補償。為非線性負荷電能質量治理提供了新的解決方案。通過理論分析和基于PSCAD/EMTDC的數字仿真證實了該拓撲結構的有效性。 關鍵詞：有源濾波器（APF ），諧波污染，PWM 控制，功率因數矯正（PFC ）1. 引言隨著電力電子裝置及非線性、沖擊性設備在電力系統的廣泛應用，諧波污染與治理越來越受重視。而有源電力濾波器作為一種能動態補償諧波的電力電子裝置更是廣受關注，并出現了眾多的電路拓撲結構和控制方案。為了治理諧波污染，國際上出臺了IEEE-519諧波標準，尤其針對大型的工業負荷1-3 。為了抑制供電系統諧波，文獻4提出采用無源濾波器治理諧波電流。然而，無源濾波器可能與

3、電網阻抗發生串并聯諧振，為解決諧振問題，往往將無源濾波器的諧振頻率調諧到適當偏離系統諧波電流的主要諧振頻率。然而，這種方法嚴重影響無源濾波器的濾波效果。此外，系統的諧波電壓會向無源濾波器組疊加額外的諧波電流。近年來，功率因數矯正電路（PFC ）被大量應用于三相非線性負載的供電，這種開關模式的整流器能使電網側電流接近正弦波形。然而，在用戶電力和工業驅動領域中，PFC 電路與橋式整流電路相比成本高，影響了它的廣泛應用5。文獻6提出VIENNA 整流器，它采用三個簡化的單相PFC 電路，連接到共同的中間母線，減小了功率開關兩側的電壓，然而，在穩態情況下，交流側電流諧波畸變大，并且在輸出功率減少時，交

4、流側諧波畸變迅速增加7。文獻89將瞬時無功功率理論（IRP ）用于有源濾波器的設計，文獻1011討論了串、并聯的有源濾波器，然而，單獨使用這種結構的有源濾波存在成本高、難于大規模應用的問題。此外，文獻1213指出，非線性負載與電網阻抗的諧振可能導致有源濾波器裝置運行不穩定，這同樣影響有源濾波器的工業應用。串連有源濾波器能改善電網側電流波形，但使得負載側電壓波形發生畸變。文獻1415提出混合有源濾波器，這種結構采用LC 濾波器與低功率等級的電壓源逆變器混合運行，然而系統阻抗和負載同樣可能存在諧振。文獻16分析了有源濾波器的功率等級與其電路參數的關系，指出了不同結構有源濾波器的成本與功率等級的關系

5、。考慮到上述因素，有源濾波器的工業應用受到高成本的約束。本文針對傳統并聯有源濾波器控制器帶寬大，且在控制系統存在延時情況下，系統可能出現不穩定的現象，從改變APF 輸出低通濾波器（LPF ）濾波電感的結構出發，提出一種新型并聯混合有源電力濾波器拓撲。新拓撲APF 減小了控制器帶寬，增加了系統的穩定裕度。它能有效的抑制數字控制固有延遲引起的負荷與系統間阻抗振蕩，能與無源濾波器并聯運行，降低有源部分容量，從而減小損耗和降低裝置成本，為非線性負荷電能質量治理提供了新的解決方案。這種新的拓撲結構既適用于單相系統，又適用于三相系統，本文主要分析三相系統。理論分析和數字仿真證實了該拓撲結構的可行性。2.

6、系統主電路結構 圖1 系統主電路拓撲Fig 1.Circuit diagram of the proposed APF Topology如圖1所示，電流k IS , k IF , k IL , k IR ( 分別表示電網側電流、電壓源逆變器電流、負載側電流和整流器交流側電流。當降壓變壓器有足夠大漏感時，系統側電感L , , k a b c =1 可以設計的很小或者忽略。無源濾波器組（Passive Filter）調諧到5，7次諧波，用于衰減整流器交流側的主要次諧波頻率。通過對電壓源逆變器（VSI ）的控制，使得系統側電流k IS ( 為基波正弦，而負載諧波電流通過無源濾波器衰減，高次諧波通過V

7、SI 補償。如果不進行功率因數補償，則電網側電流和負載電流基波分量相同。由于無源濾波器補償低次諧波，由VSI 提供的補償電流遠小于負載電流，若合理的設計無源濾波器，使得它補償基波無功功率，那么電網側功率因數為1。, , k a b c =3. 諧波容量與系統穩定性分析A. 濾波器容量分析如前文所述，通過逆變器（VSI ）的控制，可以實現電網側電壓電流同相位，所以L1諧波阻抗為零。設VSI 等效阻抗為in R ，考慮三相平衡系統不包含三次諧波，可以得出單相等效電路如圖二所示。通過加入無源濾波器（本文僅考慮五次諧波無源濾波器），可以在不影響裝置穩定性的前提下降低VSI 的容量，從而降低功率器件的損

8、耗，降低成本。 圖2 單相等效電路諧波容量分析Fig.2 Equivalent single phase diagram for harmonicpower rating analysis對于MOSFET 器件，其導通損耗源于等效電阻，可以電流有效值計算。對于全控型器件，如IGBT 或GTO ，其導通損耗源于電壓降落，往往通過平均電流來度量16。設in R 為VSI 的等效電阻，i 為第i 次諧波頻率，(5,7i =K ，令阻抗2i in in i z R L =+，i out z為無源濾波器部分第i 次諧波阻抗，則5555555500025555050(1 (1 1(i i i i i ou

9、t i i C R L C R L C j C R R C z CL C j C R R +=+ (1對于負載第i 次諧波電流，逆變器（VSI ）支路的電流為i i out afhr iiin outz iI I z z =+ (2通過功率開關的控制，使得電網側電流為基波正弦，當忽略逆變器輸出的開關紋波時，VSI 兩端的電壓為基波分量，可以表示為102af 1012V ( outac outj L z V j L L z +=+ (3所以，逆變器的諧波容量可以近似表示為i af afafiS V I= (4設負載基波電流為f I ，則負載功率可以近似為(i load ac aff iS V I

10、I = +(5所以，逆變器容量占負載容量的比例為1021012( (i af af outi i loadoutaf fiI S j L z S j L L z I I+=+ (6通過PSCAD/EMTDC仿真分析發現，對于三相二極管整流器帶額定負載，整流器交流側諧波畸變為68.5，電壓源逆變器（VSI ）注入的主要諧波為7次、9次。如果忽略逆變器等效電阻，則其容量僅為負載容量的5.85%。考慮到暫態響應時，VSI 需要提供足夠的功率緩沖，裝置容量應該相應增大，在工程應用中，這是通過提高逆變器直流側電容耐壓實現的。B. 裝置穩定性分析如圖三所示，通常并聯有源濾波器利用輸出電感（La ）消除功率

11、器件的開關紋波，但電感La 不利于裝置穩定運行。由于有源濾波器電流環需要快速控制來實現諧波的瞬時補償，文獻12 13指出，在數字控制系統（如DSP ）固有延遲情況下，有源濾波器很容易無法及時補償負載諧波電流，并且裝置失去穩定。本文提出的拓撲結構避免使用輸出濾波器La ，通過適當的設計逆變器輸出共同連接點兩端的電抗L1和L2，裝置能有更好的穩定裕度。 圖3 普通有源濾波器拓撲結構Fig 3.Conventional APF topologies (1 (2 圖4 本文提出的APF 拓撲結構 Fig.4 Proposed APF topology 圖5 單相等效電路Fig.5 Single pha

12、se diagram of the proposed APF 圖6 開環等效電路Fig.6 Open loop equivalent circuit of the proposed APF單相等效電路如圖5所示，圖6為對應于圖三、圖四拓撲結構的開環等效電路，其中對于圖三(1，有2L =0，圖三(2，有a L =0。如圖6所示，設為逆變器輸入信號， in U (1sT +為控制延遲的一階近似，則1af in V U sT =+，逆變器控制輸入到電網側電流開環傳遞函數為(212112( 1s L ina L L I s sL Z G s U sL sL Z Z Z sL Z sT +=+ (7從負

13、載電流擾動到電網側電流傳遞函數為(22112( ( s L in a din a L I s Z R sL G s L I R sL sL Z Z Z sL Z +=+ (8其中 11S Z sL Z =+ 若 in R <<1, 則(s I s 可近似為(12d L ins L I Z R I s Z sL Z + (9 如圖7(a為考慮數字控制延遲情況下的頻率響應曲線，曲線(1(2分別表示兩種普通拓撲APF 的控制輸入到電網電流的開環傳遞函數的頻率響應，曲線(3表示本文提出新拓撲APF 的頻率響應。可以看出，與兩種普通的APF 結構相比，本文提出的拓撲結構有更好的穩定裕度。圖七

14、(b為的頻率響應，可以看出，曲線(3中，負載擾動到電網電流呈現典型的低通濾波器的特性，而普通的兩種APF 拓撲結構則對高次諧波衰減很小。由圖七可以看出，本文提出的APF 結構對于負載諧波電流能自然的衰減，并且在數字控制延遲情況下也能獲得足夠的穩定裕度。1( G s 2( G s圖7 兩種普通拓撲APF 和本文提出新拓撲APF 的波特圖Fig.7 Bode plots of two conventional topologies and theproposed topology系統控制算法如圖八所示，電壓源逆變器（VSI ）輸出線電壓為122331( , ( , ( iab dc ibc dc

15、ica dcu f f V u f f V u f f V =(10其中 1f , 2f , 3f 為每相的開關函數, 用相電壓表示12, , ia dc ib dc ic dc u hV u h V u h V =3(11其中1232133121232( 2( 2(, , 333f f f f f f f f f h h h += (12圖8 控制算法框圖Fig.8 Diagram with control system for the proposed APF系統狀態方程為121221011011220sa a a sa sb ab sb dc dis dc di 11R u h dt L

16、 L L i di R u h i dt L L L V h h h h I dV C C C dt =+ (13其中dis I 表示負載側擾動電流，考慮對稱三相電路，對式(13兩端乘以式(14，則系統模型可以簡化為(15 2cos cos( cos(332sin sin(sin(3abc dq t t t C t t t 223+=+(14111110sd a d sd sq q q asq dc q dc ddi 1d dis R h dt u L L i di h u R i dt L L L V h dV h C dt CC L I =+q (15通常有源濾波器的控制回路包含電壓外環和

17、電流內環，電壓外環用于調節逆變器直流側電容電壓，使得穩態時直流側電壓保持恒定。為了實現對諧波電流的快速跟蹤，往往采用快速的電流內環。式(15的狀態方程可以解耦為1d d d dc s f u h V Li =+ , 1q q q dc sq f u hV Li =(16所以系統狀態方程為1111100100asd sd d sq q sq a R di i f L L dt i f di R L L dt =+ (17q q dc d d dis sd sq dc dc u f dV u f Ii i dt CV CV C=+ (18通過上面解耦方程，可以在同步坐標系統分別控制sd i 和sq

18、 i ，通過PI 控制器能實現有功功率和無功功率的解耦控制。電流環的閉環傳遞函數為211(/( ( ( /sq pi p sd sq sd a p i I s k s k k I s 1I s I s L s R k s L k L +=+ (19為了實現最好動態響應，令阻尼系 數=，因此電流環PI 參數可以設計為17212, p n a i k L R k L 5. 仿真結果本文采用電磁暫態仿真軟件PSCAD/EMTDC進行數字仿真，系統參數為：L1500H ,L2 1000H ，逆變器直流側電容為6800uF ，B 、C 相參數與A 相相同。采用截止頻率為2Hz 的Butterworth

19、低通濾波器在同步坐標系統中獲取負載諧波電流的基波分量。考慮額定負載為3.8ohm ，濾波電容為10000uF ，圖9、圖10僅給出A 相波形，其中圖9沒有采用負載電流前饋補償，圖10采用負載電流前饋補償，B 、C 相與A 相類似。 (a Source voltage Va, Source current Ia (bInverter current IFa, Source current Ia and Rectifiercurrent Ira圖9 未采用負載電流前饋補償、額定負載時仿真波形 Fig.9 waveforms at 100% load without feed forwardcomp

20、ensation1n= (20 提出了一種新型的有源濾波器拓撲結構， 它適用于整流器非線性負載的諧波治理。 這種 新型APF結構與傳統的拓撲結構的APF相比有 更大的穩定裕度。它能減小控制器帶寬，改善 控制系統穩定裕度。 抑制負荷與系統的阻抗諧 振，在控制延遲情況下仍有很好的穩定性。通 (aSource voltage Va, Source current Ia 過合理設計無源濾波器參數， 有源部分在穩態 時只提供小部分諧波容量， 能減小有源部分損 耗、降低成本。通過合理的設計無源濾波器的 參數和采用負載電流前饋控制， 該拓撲結構的 APF能實現整流器負載的諧波與無功綜合補 償。 采用更優越的

21、控制算法將是以后進一步研 究的課題。 (bInverter current IFa, Source current Ia and Rectifier current Ira 圖10 采用負載電流前饋補償、額定負載時仿真波形 Fig.10 Waveforms at 100% load with feed forward compensation 參考文獻 1 T. Kawabata and Y. Komatsu, “Characteristics of three phase active power filter using extension pq theory,” in IEEE ISIE

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26、 Transactions on Industrial Applications, Vol. 33, No. 2, March/April 1997, pp. 485-492. 8 H. Akagi, Y. Kanazawa, and A. Nabae, “Instantaneous reactive power compensators comprising switching devices without energy storage components,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. IA-20, pp. 625630, -6- 圖9可以看出，電網向負載

27、提供有功和一 定的無功功率，當加入無源濾波器時，電壓源 逆變器提供的補償電流可以進一步減小， 本文 仿真結果表明，逆變器容量僅為負載容量的5 左右。這種控制方法的缺點是，對快速變換 的非線性負載補償效果不佳。 為了快速的跟蹤 負載諧波，采用負載諧波前饋控制，仿真結果 如圖10所示， 如果通過優化設計五次諧波濾波 器的參數，該功率因數可以為1。 圖10表明，在額定負載下，電網側功率因 數為0.9916 ，仿真分析還發現，當負載為150 額定容量時， 功率因數為0.958， 當30額定 容量負載時，功率因數為0.925。在輕載時，功 率因數偏低，并且電網側電流諧波總畸變率 (THD更高。采用負載電

28、流前饋控制后，逆變 器補償電流更小，約為8A，而圖9中逆變器補 償電流最大值為18A。 6. 結論 May/June 1984. 9 F. Z. Peng and J. S. Lai, “Generalized instantaneous reactive power theory for three-phase power system,” IEEE Trans. Instrum. Meas., vol. 45, no. 1, pp. 293297, Feb. 1996. 10 Nassar Mendalek and Kamal AI-Haddad. “Modeling and Nonlin

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