1、輸出帶有中間抽頭高頻大功率變壓器設計過程和計算方法摘要：詳細介紹了一個帶有中間抽頭高頻大功率變壓器設計過程和計算方法，以及要注意問題。根據(jù)開關電源變換器性能指標設計出變壓器經過在實際電路中測試和驗證，效率高、干擾小，表現(xiàn)了優(yōu)良電氣特性。PC提示 關鍵詞：開關電源變壓器；磁芯選擇；磁感應強度；趨膚效應；中間抽頭 0 引言 隨著電子技術和信息技術飛速發(fā)展，開關電源SMPS(switch mode power supply)作為各種電子設備、信息設備電源部分，更加要求效率高、成本小、體積小、重量輕、具有可移動性和能夠模塊化。變壓器作為開關電源必不可少磁性元件，對其進行合理優(yōu)化設計顯得非常重要。在高頻

2、開關電源設計中，真正難以把握是磁路部分設計，開關電源變壓器作為磁路部分核心元件，不但需要滿足上述要求，還要求它性能高，對外界干擾小。由于它復雜性，對其設計一、兩次往往不容易成功，一般需要多次計算和反復試驗。因此，要提高設計效果，設汁者必須有較高理論知識和豐富實踐經驗。 1 開關電源變換器性能指標 開關電源變換器部分原理圖如圖1所示。請看下圖: 其主要技術參數(shù)如下：電路形式 半橋式 ；整流形式 全波整流；工作頻率 f=38kHz；變換器輸入直流電壓 Ui=310V；變換器輸出直流電壓 Ub=14.7V；輸出電流 Io=25A；工作脈沖占空度 D=0.25O.85；轉換效率 85； 變壓器允許溫升

3、 =50；變換器散熱方式 風冷；工作環(huán)境溫度 t=4585。2 變壓器磁芯選擇以及工作磁感應強度確定2.1 變壓器磁芯選擇 目前，高頻開關電源變壓器所用磁芯材料一般有鐵氧體、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。這些材料中，坡莫合金價格最高，從降低電源產品成本方面來考慮不宜采用。非晶合金和超微晶材料飽和磁感應強度雖然高，但在假定測試頻率和整個磁通密度測試范圍內，它們呈現(xiàn)鐵損最高，因此，受到高功率密度和高效率制約，它們也不宜采用。雖然鐵氧體材料損耗比坡莫合金大些，飽和磁感應強度也比非晶合金和超微晶材料低，但鐵氧體材料價格便宜，可以做成多種幾何形狀鐵芯。對于大功率、低漏磁變壓器設計，用E-E型鐵氧體

4、鐵芯制成變壓器是最符合其要求，而且E-E型鐵芯很容易用鐵氧體材料制作。所以，綜合來考慮，變換器變壓器磁芯選擇功率鐵氧體材料，E-E型。 2.2 工作磁感應強度確定 工作磁感應強度Bm是開關電源變壓器設計中一個重要指標，它與磁芯結構形式、材料性能、工作頻率及輸出功率因素有關關。若工作磁感應強度選擇太低，則變壓器體積重量增加，匝數(shù)增加，分布參數(shù)性能惡化；若工作磁感應強度選擇過高，則變壓器溫升高，磁芯容易飽和，工作狀態(tài)不穩(wěn)定。一般情況下，開關電源變壓器Bm值應選在比飽和磁通密度Bs低一些，對于鐵氧體材料，工作磁感應強度選取一般在0.16T到0.3T之間。在本設計中，根據(jù)特定工作頻率、溫升、工作環(huán)境等

5、因素，把工作磁感應強度定在0.2 T。 3 變壓器主要設計參數(shù)計算 3.1 變壓器計算功率 開關電源變壓器工作時對磁芯所需功率容量即為變壓器計算功率，其大小取決于變壓器輸出功率和整流電路形式。變換器輸出電路為全波整流，因此請看下圖: 變壓器計算功率=變壓器輸出功率*(1.414+1/效率)式中：Pt為變壓器計算功率，單位為W；Po為變壓器輸出功率，單位為W；3.2 磁芯設計輸出能力確定磁芯材料確定后，磁芯面積乘積反映了變壓器輸出功率能力。其磁芯面積為 磁芯截面積乘積=磁芯截面積*磁芯窗口截面積=(變壓器計算功率*104/4*磁芯工作磁感應強度*工作頻率*窗口占空系數(shù)*電流密度系數(shù))1.16式中

6、：Pt為變壓器計算功率，單位為W；Ap為磁芯截面積乘積，單位為cm4；Ac為磁芯截面積，單位為cm2；AeAm為磁芯窗口截面積，單位為cm2；AwBm為磁芯工作磁感應強度，單位為T；在0.16T到0.3T之間，根據(jù)特定工作頻率、溫升、工作環(huán)境等因素，把工作磁感應強度定在0.2 Tf為工作頻率 ，單位為HZKw為窗口占空系數(shù)取0.2；Kj為電流密度系數(shù)(溫升為50時，E形磁芯取534)。3.3 磁芯實際輸出能力在磁芯工作狀態(tài)確定后，選擇磁芯結構參數(shù)應稍大于Ap值。因為該變壓器散熱方式是風扇冷卻，磁芯實際輸出能力至少應大于設計輸出能力10，若散熱方式是自動冷卻，則要求實際輸出能力比設計輸出能力大更

7、多。查相關手冊，找到符合本設計要求E型磁芯規(guī)格為E42C，尺寸為a=4.2 cm，b=2.11 cm，c=2 cm，d=1.2 cm，e=2.95 cm，f=1.53 cm。 其實際輸出能力為請看下圖: E型 PQ型A-磁芯長度 B-磁芯高度 C-磁芯寬度 D-磁芯舌頭寬度（直徑）E-磁芯間隙寬度（加磁芯舌頭寬度） F-磁芯間隙高度磁芯截面積乘積=鐵占空系數(shù)*磁芯截面積*磁芯窗口截面積=鐵占空系數(shù)cd(e-d)*由此可見，Ap大于Ap(1+10)=3.48x(1+10)=3.83 cm4，因此，所選磁芯符合要求。 式中：k 為鐵占空系數(shù)，取k=O.6。e 磁芯間隙 整個磁芯寬度（包括磁芯舌頭）

8、d 磁芯舌頭寬度 3.4 繞組匝數(shù)計算 因為變換器電路形式為半橋式，所以變壓器初級電壓Up=Ui/2=310/2=155 V。變壓器初級電壓=輸入電壓/2在該變換器中滿載電流25 A比較大，整流管和濾波電感上壓降不可忽視，本變換器所用整流二極管壓降在25A電流下約為25V，濾波電感直流壓降取05V；另外，變換器滿載工作時會把電壓拉低，為避免把工作脈沖占空比拉到最大時電壓電流仍然達不到要求，變壓器次級電壓要有一定裕度，一般取變換器輸出電壓30；所以，變壓器次級電壓Us=（14.7+2.5+O5）+14.730=22.1l V。 次級電壓=(輸出電壓+整流二極管壓降+濾波電感直流壓降)+輸出電壓*

9、30% 3.4.1 初級繞組匝數(shù)N1 初級繞組匝數(shù)=(變壓器初級電壓*初級輸入脈沖電壓寬度/2*工作磁感應強度*磁芯截面積)=變壓器初級電壓*初級輸入脈沖電壓寬度/2*鐵占空系數(shù)*c*d(磁芯尺寸)3.4.2 次級繞組匝數(shù)N2 次級繞組匝數(shù)N2=次級電壓*初級繞組匝數(shù)/變壓器初級電壓式中：Ton為初級輸入脈沖電壓寬度，單位為s。取占空度D=O.5，Ton=D/f=13s。 Ton=0.5/38000=0.000013S=0.013mS=13uS3.5 導線線徑計算繞組導線大小根據(jù)變壓器各繞組工作電流和電流密度來確定。另外，若變壓器工作頻率超過20 kHz，還需要考慮電流趨膚效應影響，導線直徑應

10、小于兩倍穿透深度。頻率為38 kHz時銅導線趨膚深度O.41 mm，因此，所取導線直徑應小于0.82 mm。 3.5.1 電流密度 電流密度=電流密度系數(shù)*磁芯截面積乘積-0.14*10-23.5.2 初級繞組所需導線截面積請看下圖: 初級繞組導線截面積=(次級繞組匝數(shù)*初級電流)/(初級繞組匝數(shù)*電流密度)用線徑是O.8mm，截而積是O.5mm2圓銅線兩根并繞。3.5.3 次級繞組截面積因為本變壓器次級是帶中間抽頭輸出，計算導線截面積時，Io需乘以O.707校正系數(shù)。因此，次級繞組所需導線截面積為 次級繞組截面積=0.707*初級電流/電流密度用線徑是O.8mm，截面積是0.5mm2圓銅線8

11、根，分兩組，每組4根并繞，然后兩組并接。 4 線圈繞制 因為變換器用是中間抽頭變壓器，功率較大，宜采用三明治繞法。三明治繞法是中間初級繞組，兩邊次級繞組，或中間次，兩邊初。這種繞法會對變壓器溫度有很大幫助，且磁力線在變壓器中分布較均勻，所以繞組耦合較均勻，漏感少，對外界干擾小，對紋波影響較小。本變壓器初級繞組繞在中間，次級是中間抽頭輸出，共有4個繞組，各2個繞組繞在初級兩邊。 5 結語 實驗證明，該高頻大功率變壓器滿載工作時轉換效率達到95.5，磁芯溫度58。工作穩(wěn)定可靠，噪聲很小，對外界干擾小，表現(xiàn)了優(yōu)良電氣特性。設計中，在最大輸出功率時，磁芯中磁感應強度不應達到飽和，以免在大信號時產生失真

12、。 該變壓器工作頻率為38 kHz，由于工作頻率較高，趨膚效應影響比較大，因此，在設計時應注意選擇導線線徑，避免由于趨膚效應引起有效面積減少。 單端反激開關電源變壓器設計單端反激開關電源的變壓器實質上是一個耦合電感，它要承擔著儲能、變壓、傳遞能量等工作。下面對工作于連續(xù)模式和斷續(xù)模式的單端反激變換器的變壓器設計進行了總結。 一、已知的參數(shù)這些參數(shù)由設計人員根據(jù)用戶的需求和電路的特點確定，包括：輸入電壓Vin、輸出電壓Vout、每路輸出的功率Pout、效率、開關頻率fs(或周期T)、線路主開關管的耐壓Vmos。 二、計算第1步：計算反激電壓:在反激變換器中，副邊反射電壓即反激電壓Vf（反峰電壓）

13、與輸入電壓之和不能高過主開關管的耐壓，同時還要留有一定的裕量(假設為150V)。反激電壓由下式確定：Vf=VMos-VinDCMax-150V反激電壓=開關管的耐壓輸入直流電壓最大值150V(裕量)第2步：確定原、副邊的匝比：反激電壓和輸出電壓的關系由原、副邊的匝比確定。所以確定了反激電壓之后，就可以確定原、副邊的匝比了。Np/Ns=Vf/Vout 原邊匝數(shù)/副邊匝數(shù)=反激電壓/輸出電壓第3步：另外，反激電源的最大占空比（一般取0.45%）出現(xiàn)在最低輸入電壓、最大輸出功率的狀態(tài)，根據(jù)在穩(wěn)態(tài)下，變壓器的磁平衡，可以有下式：VinDCMinDMax=Vf(1-DMax)輸入電壓最小值X占空比最大值

14、=反激電壓X(1占空比最大值)第4步：計算原邊電感量：設在最大占空比時，當開關管開通時，原邊電流為Ip1，當開關管關斷時，原邊電流上升到Ip2。若Ip1為0，則說明變換器工作于斷續(xù)模式，否則工作于連續(xù)模式。由能量守恒，我們有下式：1/2(Ip1+Ip2)DMaxVinDCMin=Pout/1/2X(原邊電流為Ip1+原邊電流Ip2 )X占空比最大值X輸入電流電壓最小值=輸出功率/效率一般連續(xù)模式設計，我們令Ip2=3Ip1這樣就可以求出變換器的原邊電流，由此可以得到原邊電感量：Lp= DMaxVinDCMin/fsIp原邊電感量=占空比最大值X輸入直流電壓最小值/振蕩頻率X變化的原邊電流對于連

15、續(xù)模式，Ip=Ip2-Ip1=2Ip1；對于斷續(xù)模式，Ip=Ip2 。第5步：可由AwAe法求出所要鐵芯：AwAe=(LpIp22104/BwK0Kj)1.14磁芯窗口面積X磁芯截面積=(原邊電感量X原邊峰值電流平方X104/磁芯工作磁感應強度X窗口有效使用系數(shù)X電流密度系數(shù) )在上式中，Aw為磁芯窗口面積，單位為cm2Ae為磁芯截面積，單位為cm2Lp為原邊電感量，單位為HIp2為原邊峰值電流，單位為ABw為磁芯工作磁感應強度，單位為TK0為窗口有效使用系數(shù)，根據(jù)安規(guī)的要求和輸出路數(shù)決定，一般為0.20.4Kj為電流密度系數(shù)，一般取395A/cm2根據(jù)求得的AwAe值選擇合適的磁芯，一般盡量

16、選擇窗口長寬之比比較大的磁芯，這樣磁芯的窗口有效使用系數(shù)較高，同時可以減小漏感。第6步：計算原邊匝數(shù)：有了磁芯就可以求出原邊的匝數(shù)。根據(jù)下式：Np=LpIp2104/BwAe原邊匝數(shù)=原邊電感量X原邊峰值電流X104/磁芯工作磁感應強度X磁芯截面積再根據(jù)原、副邊的匝比關系可以求出副邊的匝數(shù)。有時求的匝數(shù)不是整數(shù)，這時應該調整某些參數(shù)，使原、副邊的匝數(shù)合適。第7步：計算氣隙：為了避免磁芯飽和，我們應該在磁回路中加入一個適當?shù)臍庀叮嬎闳缦拢簂g=0.4Np2Ae10-8/Lp氣隙長度=0.4X原邊匝數(shù)平方X磁芯的截面積X10-8/原邊電感量在上式中，lg為氣隙長度，單位為cmNp為原邊匝數(shù)，Ae

17、為磁芯的截面積，單位為cm2Lp為原邊電感量，單位為H至此，單端反激開關電源變壓器的主要參數(shù)設計完成。我們應該在設計完成后核算窗口面積是否夠大、變壓器的損耗和溫升是否可以接受。同時，在變壓器的制作中還有一些工藝問題需要注意。第8步：校驗飽和磁通密度：Bmax=(LpIp)/(Ae Np)=(5221.82)/(9836)0.27T=270mT 校驗，飽和磁通密度=原邊電感量X原邊峰值電流)/(磁芯的截面積X原邊匝數(shù)平方)最簡單的反激變壓器設計計算方法自己綜合了一下眾多高手的方法，自認為是比較簡單的方法了！如下:1、VDC min =VAC min * 1.2VDC max =VAC max *

18、 1.42、輸出功率Po=P1+P2+Pn.上式中P1=(Vo1+Vf)*I1 、P2 =(Vo2+Vf)*I2上式中Vo為輸出電壓，Vf為整流管壓降3、輸入功率Pin=(Po/)*1.2(此處1.2為輸入整流損耗)4、輸入平均電流:Iav = Pin/VDC min5、初級峰值電流:Ip = 2*Iav/Dmax6、初級電感量:Lp=Vdc min *Dmax /(Ip*fs)fs為開關頻率7、初級匝數(shù):Np=VDC min * Dmax /(B*Ae*fs)上式中B推薦取值0.2 Ae為磁芯橫截面積,查規(guī)格資料可得!8、次級匝數(shù):NS =(Vout+Vd)*(1-Dmax)*Np / Vi

19、n min*Dmax至此變壓器參數(shù)基本完成！另就是線徑，可根據(jù)具體情況調整!宗旨就是在既定的BOBINN上以合適的線徑，繞線平整、飽滿！單端反激式開關變壓器設計單端反激電路基本工作原理1、簡單說就是當 Q開通時，輸入的直流電壓通過初級繞組向變壓器灌入能量； Q關斷時變壓器內灌注的能量通過次級繞組釋放，經 D整流、 C濾波后供負載使用。 單端反激電源的限制 最大的限制就是輸出功率，有這個限制的原因是這種電路結構的輸出功率取決于通過變壓器原邊的電流峰值，而這個峰值跟原邊的電感量（還有開關頻率、占空比等其他因素）。另一個限制是占空比，單端反激的結構中，開關信號的占空比一般不超過 45%。由于變壓器繞

20、組的反電動勢存在，作為開關管在關斷時需要承受的電壓為： UDS= Uin/1- qMOS管耐壓=輸入直流電壓/1-占空比 其中 q 表示占空比。 從公式中可以看出隨著占空比的提高開關管的耐壓要求會變得很高。而網電的220V在考慮20%的波動再整流濾波后會達到接近400V，在50%占空比的時候開關管的耐壓要求已經達到800V，因此幾乎所以的資料中對單端反激結構的占空比的設計都是45%。 2、PWM 控制芯片 開關電源的控制核心是 PWM 控制芯片， UC3844B芯片8腳DIP封裝的，這樣外圍只需要很少的元件就可以構建一個簡單的開關電源。 型號 工作電壓 最大占空比 uc3842 1016V 9

21、5% uc3843 7.68.5 95% uc3844 1016V 50% uc3845 7.68.5 50% 3、電源輸入端電容電容量 在選擇好控制芯片和主回路拓撲結構以后開始進入原理圖設計階段。 首先，電源要求滿足 AC22022V 的電壓波動，那么在整流后，最小的輸入電壓（峰值）就是：（ 220V-22V） *1.414=280V輸入交流電壓-波動量*2開方=最小輸入交流電壓峰值 在實際設計中我還要為這個值留一個波動的裕量，在輸入 250V 時仍能正常工作；那么電容上電壓的波動就是 280-250=30V； 確定電容充電間隔時間，根據(jù)上面的模型可以知道這個值是 10ms：然后計算后面電路

22、消耗的電流。1S=103mS=106uS=109nS220V/50HZ交流電整流濾波后為100HZ脈動直流，100HZ/1S=100HZ/1000Ms=1/10 mS 關于開關電源的第一個重要公式： IPK=2*P/ q- V原邊電流峰值=2*電源功率/占空比最大值-輸入電壓最小值 Ipk:原邊電流峰值（ A） P：電源功率（ W） q：占空比最大值 V：輸入電壓最小值（ V） 按這個公式計算出原邊電流的峰值，其中電源功率算 100W （80%的效率挺好的），占空比 0.45，電壓 250V，那么電流峰值就是 1.78A。這里再次簡化模型以避免積分運算，以峰值電流的一半代替平均電流計算，再考慮

23、占空比只有 45%，那么電流就還要再小一倍，得出放電電流大約是： 1.78/4=0.445A。在 10ms 內以 0.445A 放電，可以放掉的電荷量：Q=1/2*1/2*IPK*S Q= 0.445*0.01=4.45*10-3電荷量(Q)=原邊電流的峰值(A)*電容放電時間（S）（ C） 電量 單位庫侖 那么: C = Q/V=4.45*10-3/30=148F電容容量=電荷量/電容上電壓波動量 考慮到鋁電解電容 20%的容量誤差和容量會隨著時間推移逐漸減少，選擇220uF 的電容。在大功率的電源里，這個電容的存在會影響電源的功率因數(shù)，所以有的電源設計里在電容前會加上一個電感來修正功率因數(shù)

24、，稱為 PFC（ Power Factor Correction，功率因數(shù)校正），這個概念相當于用電感和電容構成一個串聯(lián)諧振電路，使這個回路對 50Hz 的頻率諧振，從而對外呈現(xiàn)純電阻性質的負載，而不影響功率因數(shù)。在多數(shù)電源里會加一組由安規(guī)電容及共軛濾波電感構成的濾波系統(tǒng)，此外再加上一些自恢復保險、壓敏電阻等組成保護電路。 4、 PWM 芯片的供電回路 UC3844是整流后的輸入電壓通過一個大阻值的電阻向芯片供電，當電源開始工作以后，由饋電繞組 T2 接替向芯片供電。為了使芯片正常工作，第一就是要選擇一個合適的大阻值的電阻向芯片供電。 已知條件： 芯片的工作電壓是 1016V，要使芯片開始工作

25、必須使芯片的供電電壓達到 16V 以上； 芯片的一般工作電流是 10mA，待機電流是 0.5mA （ 0.5mA 是最大值，標準值是 0.3mA）； 芯片的最大工作電壓是 36V； 芯片內部有一個 36V 的穩(wěn)壓二極管，齊納電流是 20mA； 先考慮最壞情況下，芯片不能損壞的電阻值：也就是輸入電壓最高、饋電繞組沒有正常進入工作，此時輸入電壓加到芯片上和穩(wěn)壓二極管上，在 30mA 的電流下不能超過 36V。假設電源電壓是 220+10%，則整流濾波后的直流電壓是 342V，則電阻值 R 的取值就是： R=34236/30 *10-3=10206=10K 供電電阻=（直流電壓-芯片電壓）/芯片電流

26、 也就是說電阻的取值最小不能小于 10K； 電阻取值的最大值，這個最大值要保證芯片供電引腳上的電壓在輸入電壓最小值時能滿足啟動要求的 16V，也就是說供電電流大于 0.5mA 時芯片仍能得到 16V 的電壓。假設電源電壓是 220-10%，則整流濾波后的直流電壓是 198V，則電阻值 R 的取值就是： R =198-16/0.5 *10-3=364*103=364K 即電阻的取值應該在 10K364K 之間。 上面是極限值的計算，接下來計算比較一般的情況，假設饋電繞組正常，為了讓電路在饋電支持下能夠正常工作，芯片的功耗又不致過大，那么應該為芯片選擇個較為理想的工作電壓，假設是 12V。即饋電繞

27、組的輸出是 12V。那么這個電阻的選擇應該使芯片在正常工作電流時出現(xiàn)在芯片引腳上的電壓低于 12V，則電阻值為： 342- 12/10 *10-3=33000=33K 即理想的電阻阻值應大于 33K。 那么這個電阻的阻值選的過大會發(fā)生什么情況呢？當芯片沒有開始工作時，輸入電壓通過這個電阻向芯片電源上的濾波電容 C2 充電，直到電壓達到 16V 以后芯片才會開始工作。如果這個電阻設置的過大，則在這個濾波電容 C2 有一定容量的條件下，這個充電過程會比較長，甚至你會看到這樣一個情況，在為電源接通輸入后，電源似乎會沉默一會兒然后才“啪”的一聲開始工作。我覺得你不會喜歡發(fā)生這種狀況，所以這個電阻不宜取

28、得過大。在我做的這個電源中，我決定把這個電阻選為 39K。在這個取值上，電阻的功率并不是很大的問題，假設 342伏的電壓全部加在電阻上，電阻的功耗是 3 瓦，但因為它基本上是在芯片啟動的那一段時間工作，所以用個 12 瓦的電阻都可以。但是必須注意到這是一個有耐壓要求的電阻，原因當然不用我做過多的說明，基本上這應該是一個耐壓 300V 的電阻，留出余量以后選用 400V 的耐壓檔位是比較理想的。 選定了這個電阻，其他的部分就相對簡單一點了。 首先是濾波用的電容，這里電容的取值是這樣確定的，當電容充電到 16V 的時候，電路開始工作，除了電路本身邏輯要消耗 10mA 的電流，驅動開關管還需要額外消

29、耗 40mA 電流，那么總的電流消耗大致算 50mA；而由于軟啟動（后面再詳細說）、電源的逐漸穩(wěn)定等等因素存在，可能在 10ms 內無法由饋電回路提供電源，此時芯片就要消耗電容存儲的能量。這個存儲的能量必須在 10ms 內維持不能跌落到 10V 以下，否則芯片會再次進入欠壓鎖定。那么在 10ms 內維持 50mA 的電流，需要的電量就是： 50*10-3 * 10*10-3=0.5*10-3（ C）放電電流*放電時間=電量 則電容量要滿足： C = Q/V=0.5*10-3=83F實際選擇 100uF，耐壓 36V 的型號，再并聯(lián)一個 0.1uF 的無極性的電容減少鋁電解電容的 ESR 較大的

30、影響。 這個電容如果太大，會像前面說的，電路的啟動過程太慢，注意這可不是通常說的對電路有保護作用的軟啟動。所以電容值適當就好。 饋電繞組的整流二極管選用肖特基的，耐壓超過 36V（超過芯片內的穩(wěn)壓二極管，這樣在芯片沒有正常工作時不致被反向擊穿），電流超過 100mA 即可（幾乎所有的二極管都能滿足）。 5、定時電阻和電容 決定芯片輸出頻率的是定時電阻和電容，但在開始的時候必須先介紹一下芯片的電壓基準。在芯片內部有一個 5V 的電壓基準（對于軍品和工業(yè)品級的芯片這個基準的精度是 1%，而商用級的是 2%），這個電壓基準是很有用的，首先它被用來給定時電路充電，其次可以用于電壓反饋電路的供電，最后可

31、以用來在調試初期判斷芯片是否正常工作。在芯片的數(shù)據(jù)手冊里，說明了在定時部分，這個 5V 電壓首先通過定時電阻 RT 向定時電容 CT 充電，當 CT 充電到 2.8V 時，會觸發(fā)一個 8.3mA 的電流源對電容放電，放電到 1.2V 時停止放電，電容再次開始充電。這個充電-放電的過程周而復始，從而確定了芯片的振蕩頻率。在 3842/3843 芯片中，這個振蕩頻率就是輸出的開關頻率，而在 3844/3845 芯片中，還有一個額外的邏輯在振蕩器輸出波形中每 2 個“偷吃”掉一個，進而形成最大 50%的占空比。另一方面，這一對定時電阻和電容不光決定了芯片輸出的開關頻率，同時也決定著芯片輸出波形的最大

32、占空比。這個機制是這樣的：不管反饋電壓和反饋電流的值是多少，芯片輸出的開關波形僅在定時電路的充電期內輸出高電平。芯片數(shù)據(jù)手冊的時序圖就體現(xiàn)了這個情況。在圖的左側定時電路的電阻較大而電容較小，則充電的過程較長而放電的過程較短，那么輸出波形的占空比就可以很大；右側定時電路的電阻較小而電容較大，那么放電過程就會占整個振蕩周期的相當時間，那么輸出波形的占空比就會被限制在一個有限的范圍內。 一般來說隨著開關電源工作頻率的提高，開關電源的體積就可以做的更小，但是更高的工作頻率也帶來更高的損耗和對電路更高的要求。在正常的設計中不應該追求過高的工作頻率，在這次設計的電源里。因為具體的振蕩頻率要結合開關變壓器的

33、設計進行，所以在原理設計階段，大體上工作頻率有一個預期就可以了，隨著工作的深入這個值會被確定下來。在這個部分要注意因為定時電阻、電容決定芯片的工作頻率，而這個頻率是整個電源工作的靈魂，所以這兩個元件應選擇精度較、穩(wěn)定性都比較好的型號。電阻要0.5%1%的金屬膜電阻，電容應選擇5%的聚丙烯（ CBB）電容或聚硫化苯（ PPS）電容。 6、開關管驅動部分 開關管的選擇需要有一定耐壓要求的功率 MOS 管。在芯片內部有一組推挽式的驅動電路對外部的開關管進行驅動，驅動速度一般講是足夠的（ 50ns1nF）。首先是柵極電阻，這個電阻的存在可以抑制由于 MOS 管的結間電容、引線電感等引起的高頻振蕩，這種

34、振蕩可能具有上百兆赫的頻率從而很難被察覺但卻帶來嚴重的損耗和噪聲輻射。通常這個電阻為 20 歐左右。 此外，通常 MOS 管的柵極具有一個極限的電壓，這個電壓一般是 25V，即便是高耐壓的管子這個電壓也就 30V，在芯片內部驅動電路的上臂是連接到芯片的 VCC 引腳的，而在電路的結構上這個引腳是有可能出現(xiàn) 36V的電壓的（盡管可能性極小，只出現(xiàn)在饋電繞組的電壓異常升高時，例如反饋系統(tǒng)故障），這樣就會帶來 MOS 管門極被擊穿的后果，通常這里需要加一個保護用的穩(wěn)壓二極管，加一個電壓為 25V 的高速 TVS 管，這種 TVS 管具有比較小的結間電容，從而對 MOS 管驅動的影響更小一點。 7、電

35、流采樣部分 這款芯片之所以被稱為電流控制型的，就是因為它所輸出的 PWM 波形的占空比不光受到反饋電壓的控制，還受到通過變壓器原邊的電流的控制。這里注意和電壓控制型芯片的區(qū)別，在電壓控制芯片中也許有過流保護的引腳，但輸出的 PWM 波形的占空比并不受到原邊電流的控制。 在電流采樣部分，通過一個采樣電阻，將通過原邊的電流值轉換為電壓值，然后跟電壓反饋的誤差放大器的輸出進行比較，當這個電流值達到誤差放大器的輸出所限定的電壓時，輸出驅動 MOS 管關斷。由于電壓反饋的誤差放大器的輸出送到和電流采樣值進行比較的比較器時，這個電壓會受到一個 1.0V 的穩(wěn)壓管的箝位，也就是說，電流采樣值最大值應該是 1

36、.0V，即變壓器原邊電流峰值和采樣電阻的阻值應該有以下關系： IPK *RS =1.0V原邊峰值電流*負載電阻=電壓 在芯片的數(shù)據(jù)手冊中，還提到這個采樣值在送到芯片之前，需要經過一個 RC 濾波。 8、保護 MOS 管的緩沖電路（尖峰消除電路） 由于MOS 管的耐壓，這個緩沖電路是必須的實際上這個緩沖電路的存在為電源的整體可靠性又爭得了一些裕量。 這個電路的基本原理是：當開關管斷開的瞬間，會在原邊繞組上激起一個反電動勢，這個電動勢的值前面講過大概是輸入電壓的 2 倍。此時如果電路中存在上面的緩沖電路，這個反電動勢會通過二極管加在電容上對電容充電，而后電容上的電能再慢慢地通過電阻釋放掉。因為關系

37、到原邊變壓器的電感量，這些元件待變壓器設計完成后再確定。 9、輸出側(整流管 濾波電容計算？) 輸出按要求一共有 2 組，一組是 5V1A，一組是 12V6A，基本的輸出回路都是一樣的，即變壓器次級繞組反向端經肖特基二極管整流后輸出，整流端直接接個濾波的電容。這部分電路非常簡單易于理解。但是要注意到，因為次級輸出電流比較大，匝數(shù)比較少，這兩組輸出很難保持同時調整到合適的數(shù)值，所以一般只取其中一組輸出的電壓作為穩(wěn)定值，另一組輸出用其他方式再調整到合適的值。 10、電壓反饋電路的設計 電壓反饋電路是這個電源設計的一個關鍵環(huán)節(jié)，在 UC3844 的數(shù)據(jù)手冊中給出的典型應用是通過饋電繞組芯片提供電壓的

38、反饋的，但是還是希望能夠直接從輸出端給芯片提供反饋電壓，這樣電壓的輸出就能比較直接地跟蹤輸出電壓了。采用 TL431 和 PC817 這種很典型的設計，具體的電路是這樣的：由 R3 和 R7 組成電阻分壓網絡，使 TL431 的 1 腳電壓與電源輸出的電壓相關。當由于負載消耗電能造成輸出電壓下降，使 TL431 的 1 腳上的電壓低于 2.5V 時， TL431 開始起作用并在 3 腳吸入電流，這樣光耦 PC817 的發(fā)光管就會亮起來，使得 PC817 的光敏管一端開始導通流過電流，并在 R9 上形成反饋電壓送到誤差放大器的輸入端。而誤差放大器的輸出又管著芯片開關輸出的關斷（ RS 觸發(fā)器的

39、R 端），這樣直到： 輸出電壓達到 12V或開關管電流達到限制或芯片本身限定的占空比的極限。在此之前輸出的開關波形都不會關斷， MOS 管都會處于開通狀態(tài)。至此完成電壓反饋的過程，并實現(xiàn)當輸出電壓降低時加大開關波形占空比的目的。 下面是元器件參數(shù)的選擇： R3 和 R7，一般都是 R7 用精密可調電位器。 R3 選 10K，這個很簡單，不要太大也不要太小，而 R7 的值應該滿足這個條件： VOUT= Vref *(1+R3/R7)用 Vout=12V， Vref=2.5V（ TL431 的參考電壓）， R3=10K 代入計算R7=2.63K；為了便于調節(jié)，選擇 5K 的精密可調電位器。 下面是

40、 R2 的值： TL431 正常工作時， 3 腳的電壓總是 2.5V， PC817 的發(fā)光管的導通電壓為 1.2V，為了讓PC817 良好工作，應該在正常輸出時讓 PC817 的發(fā)光端有 3mA 的電流，這樣就可以開始計算： R2 = VOUT- Vref- Vref/ If=12-2.5-1.2=2.77K選擇2.7K的電阻值。TL431 有兩種，一種必須有 1mA 的偏置電流，而另一種則只需要 1uA。如果是用 1mA 的類型，在輸出電壓比較低（例如 3V）時，可能通過 PC817 的電流無法滿足 1mA 的偏置電流的要求，此時需要一個額外的電阻（PC817的1、3端）為 TL431 提供

41、基本的偏置電流。電阻的選擇按 1mA 的電流去算。 在 PC817 的輸出端，由芯片的參考電壓輸出提供電源。這里注意要采用射極電壓輸出的形式，以便保持反饋電壓的相位的正確。 關鍵的是由誤差放大器輸出到反相輸入端的反饋，在這里加一個電阻適當降低電路的增益，再用一個電容對信號進行相位補償。這個部分對單端反激電源很重要，因為反激的結構使得電路很容易發(fā)生振蕩，必須對反饋環(huán)路進行相位補償以避免發(fā)生振蕩。可行的方法是用網絡分析儀進行開環(huán)、閉環(huán)的實際測量，例如安捷倫就出這種儀器。除了這種補償形式，還有其他的兩種補償方式，可以在各種開關電源的書籍上找到，但是我這里用這種補償就挺好的了。因為 TL431 有兩種

42、，一種必須有 1mA 的偏置電流，而另一種則只需要 1uA。如果是用 1mA 的類型，在輸出電壓比較低（例如 3V）時，可能通過 PC817 的電流無法滿足 1mA 的偏置電流的要求，此時需要一個額外的電阻R?為 TL431 提供基本的偏置電流，按 1mA 的電流去算就可以了。 11、軟啟動 最后，要給電源加上一個絕對必要的保護手段：軟啟動。將下圖連接到芯片的 1 腳將使電源獲得軟啟動的功能。芯片輸出的開關波形受到芯片 1 腳上電壓的限制，將這個電路連接到 1 腳后， 1 腳上的電壓就被 C21 上的電壓所箝位。 C21 是在芯片開始工作，有了參考電壓輸出以后再通過一個1M的電阻充電，這樣直到

43、 C21 上的電壓達到 4.1V 之前，都會對芯片的開關波形有影響。例如上面電路 C21 充電到 4.1V 用時大約是 80ms，也就是說電源的輸出是在 80ms 內平穩(wěn)上升的，這樣可以避免在電源剛開始工作時，由于沒有電壓反饋，而造成芯片以大占空比工作而導致的輸出過沖；此外如果負載短路使得芯片保護而 Vref 消失，此時 C21 通過電容D10 迅速放電，并在 Vref 恢復后再次開始軟啟動的過程。這樣在負載短路時電路就會處于所謂的“打嗝”狀態(tài)而受到保護。盡管負載短路會使得輸出電壓為零并使得芯片處于打嗝狀態(tài)，但是如果正好使輸出電流較大但又不至于使芯片保護，電源會一直工作在最大占空比的狀態(tài)，最終燒毀變壓器、次級整流二極管等，一旦這些部件燒毀，那芯片開關管燒毀，標準的保護方法是對輸出電流進行采樣，并把采樣值放大后通過光耦反饋到芯片的 1 腳上去，一旦電流超過限定值就把 1 腳的電壓拉倒到地上，從而關掉開關波形的輸出。 變壓器設計 變壓器設計永遠是開關電源設計的門檻，能獨立設計變壓器，才算進了開關電源設計的門啊。這里我不打算詳細地介紹原理，只用直接的方式給出變壓器設計工作的流程和相關的公式。 首先是