1、重慶大學本科學生畢業設計（論文）Buck電路的軟開關設計和仿真摘 要在當今節能型社會中，如何提高電源的效率成為電源技術研究的重點。早期的開關電源均采用硬開關技術，在開通或關斷過程中伴隨著較大的損耗，并且開關頻率越高，開關損耗就越大。而高頻化是減小開關電源體積的重要途徑，但是硬開關電源中高頻化必然帶來電源效率的降低，因此硬開關電源不能適應高頻化的發展趨勢。這樣采用軟開關技術的電源應運而生，它是解決高頻化和提高電源效率二者矛盾的有效手段。本文對采用N溝道增強型MOSFET作開關器件的Buck電路進行了軟開關的設計和仿真。用到的方案是準諧振充放電模式，使MOSFET漏源極兩端的電壓能在柵極觸發脈沖到

2、來前變為零，使開關管能進行零電壓開通。這樣就能有效地實現Buck電路的軟開關，提高電路的效率。最后利用Saber仿真軟件，對設計的軟開關控制策略進行了仿真驗證，結果與預期相符合。在得到此方案的順利運行后，考慮到輸出支路電感電流存在反向的問題，使得輸出電流紋波較大，又運用疊加原理的思路，設計了另一方案，從而有效地避免了輸出電流反向的問題。關鍵詞：降壓變換器，軟開關，Saber仿真ABSTRACTIn todays energy-saving type society, how to improve the efficiency of power supply becomes an importa

3、nt aspect of power technology research. In early power supply research times hard switching technology was adopted. The switching-on or switching-off process accompanied with great loss, and the higher switching the frequency is, the greater the switching loss is. The high operating frequency is an

4、important way to reduce the volume, so the hard switching technology doesnt suit it. Then the soft switching technology appears. It is a good method to solve the high operating frequency and improving the efficiency problem.This article presents a soft switching method of the Buck converter which us

5、es the N channel enhancement type MOSFET as the switch and the simulation. The design is quasi resonant charging and discharging mode which makes the D-S voltage become zero before the gate trigger pulse come, so the MOSFET can operate in a zero voltage turn-on mode. In this way, it can effectively

6、realize the soft switching of Buck converter and improve the efficiency of the circuit. Finally I use the saber software to do the simulation and receive the expected result. After that, considering the reverse slip output inductor current problem which makes the output current ripple large, I prese

7、nt another method which can avoid the problem. Key words：Buck converter, soft switching, saber simulation目 錄摘 要IABSTRACTII1 緒論11.1 研究背景11.2 研究的目的及意義11.3 研究的主要內容22 Buck電路軟開關電路設計及原理分析32.1 Buck電路軟開關設計方案32.2 原理分析52.3 參數計算與設置93 Saber仿真驗證103.1 Saber仿真軟件的組成103.2 Saber仿真軟件的特征103.3 Saber的分析功能103.4 Buck電路軟開關仿

8、真驗證114 Buck電路軟開關的改進設計方案174.1 改進型電路原理分析244.2 改進型電路參數計算與設置245 改進型電路Saber仿真驗證26結論34致謝35參考文獻361 緒論1.1 研究背景現代電力電子裝置的發展趨勢是集成化，輕量化和小型化，同時對裝置的電磁兼容性和效率有更高要求1。一般情況下，濾波電感、變壓器和電容在裝置中占有很大比例。通過將開關頻率提高的途徑可以減少濾波器的參數，使變壓器小型化，從而有效地降低裝置的重量和體積，所以將電路高頻化是使得裝置小型化、輕量化的最直接途徑2。但隨之而產生的是開關損耗隨之增加，電路效率大幅下降，增大電磁干擾，所以簡單地提高開關頻率是行不通

9、的。而軟開關技術的出現將會解決這一問題，它能夠解決開關損耗和噪聲的問題，大幅提高開關頻率。自從軟開關技術出現之后，經歷了發展期和完善期，軟開關電路也是層出不窮，迄今為止，各式各樣的軟開關拓撲仍不斷涌現3。近年來國內外出現了許多軟開關的方法，比如準諧振DC/DC變換器，多諧振DC/DC變換器，ZCS/ZVS PWM DC/DC變換器，ZCT/ZVT PWM DC/DC變換器等，這些技術都能在不降低效率的情況下提高變換器的工作頻率。這些軟開關電路，一般是在常規電路上增加諧振回路，利用諧振，使開關器件兩端的電壓或流過的電流呈準正弦波形，這樣可以為開關管的零電壓導通或零電流關斷創造條件，從而將軟開關實

10、現，減小開關管的損耗與噪音。1.2 研究的目的及意義硬開關技術應用于早期的開關電路中。較大的損耗會出現在開通或關斷過程中。硬開關技術有以下幾個主要問題3：開關損耗問題：在開關管開通關斷過程出現電流和電壓重疊，造成開關損耗；感性關斷問題：嚴重的電壓尖峰會出現在電路中的寄生電感在高頻工作時；容性開通問題：嚴重的浪涌電流會出現在電路中的寄生電容在高頻工作時；二極管的反向恢復問題；二極管存在反向恢復期，立即開通與其串聯的開關管，則易造成瞬時短路。所以，在當今節能型社會中，如何提高電源的效率成為電源技術研究的重點。要使得芯片更加集成化，就必須使得其更加高頻化，而如果高頻化的過程中，開關損耗以倍數同時增大

11、的話，就會讓其效率顯得非常不合需求。開關器件在傳統的設計中一般需要較大容量并增加復雜的吸收電路4，加之硬開關電源中高頻化必然帶來電源效率的降低，因此硬開關電源不能適應高頻化的發展趨勢。當前電源產品追求的目標是輕小化，于是軟開關技術就應運而生。而本課題通過合理的設計，應用軟開關技術，能夠有效減小開關損耗問題，從而提高開關頻率。在理論上的成功實現后，經過進一步的加工，便能得到在實際生產中的應用，為國家的產業節能，為社會做出應有的貢獻。1.3 研究的主要內容Buck電路又叫降壓斬波器，降壓變換器輸入電壓Uin總是大于輸出電壓平均值Uo。Buck電路有兩種工作模式：連續導電模式：穩態工作時，每個周期內

12、iL一直大于0；斷續導電模式：穩態工作時，每個周期內iL有一段時間為0。通常Buck電路工作于哪種模式取決于開關頻率f、濾波電感的值L。開關頻率高，可以用更小的電感來濾除高次諧波，因此面積可以做的很小。比如手機的Buck電路，開關頻率都上M。本文實現了Buck電路的一種軟開關，利用電感電流反向的這一技巧，實現了Buck電路的軟開關，通過一個48V輸入，24V輸出，開關周期為5us的電路進行了仿真，在整理數據，分析數據，統計總結后，驗證了電路的正確性。在考慮到電感電流反向造成輸出紋波較大的情況后，運用疊加原理，設計另一電路，達到預期效果，成功避免了電感電流反向對輸出造成的不利影響。而實現軟開關的

13、方法有很多種，這只是其中比較基礎的一種，在以后的工作中也許會遇到更加復雜的軟開關形式，通過本設計可以鋪平道路。2 Buck電路軟開關電路設計及原理分析2.1 Buck電路軟開關設計方案本課題首先設計的Buck電路軟開關方案如圖2.1所示。圖2.1 Buck電路軟開關電路圖Buck電路又叫降壓斬波電路，降壓式變換電路。是一種DC/DC變流電路，可以根據用戶的需求，輸出對應的電壓，提供負載所需。主要能運用于電車、地鐵、電動汽車、火車、直流電機調速系統、照明等領域。但傳統的硬開關Buck電路，存在著開關損耗大，開關噪聲大，工作效率低的問題。這將直接影響到其集成化，輕型化的要求。為了方便對此問題的了解

14、，首先給出硬開關Buck電路仿真電路圖。圖2.2 硬開關Buck電路仿真電路圖圖2.2中所示為Buck電路的硬開關仿真電路圖，即強制切斷功率流的工作模式。圖中元件的參數為：輸入電壓V=12V，開關周期T=20us（即開關頻率f=50kHz），占空比D=0.42（因為想要輸出的電壓為5V），電感L=1.6mH，電感值較大，電路能工作在CCM（電感電流連續的模式下），濾波電容C=470uF，輸出負載R=0.83。如果電路能工作在理想狀態下（即完全無開關損耗的狀態下），輸出電壓Uo應該為120.42=5.04V，負載電流應該在5.04/0.83=6.07A左右，而實際仿真分析得到的輸出波形如下：圖2

15、.3 硬開關Buck電路仿真波形圖由圖2.3可以清楚地看出，穩態時，輸出電壓只為4V， 輸出電流Io=4.5A左右，均跟理論值存在較大差距，究其原因，可以看一下開關管IGBT的工作情況，如下兩圖所示。圖2.4 經過開關管控制后的輸入電壓圖圖2.5 經過開關管控制后的輸入電壓詳圖由圖2.4和圖2.5可以清楚地看出，經過IGBT控制后的輸入電壓產生了小于零的情況，這在正常情況下是不應該出現的，從而導致電壓峰值小于12V，可以說，由于IGBT的開通壓降引起的開關損耗引起了輸入達不到要求，從而導致輸出電壓無法滿足需求。顯而易見，這就是硬開關電路所存在的問題。使得電路的工作效率僅為44.5/(5.046

16、.07)100%=58.8%。從上述的實驗仿真分析不難看出，開關管IGBT的損耗已經嚴重影響到電路的工作的正常工作效率，不僅造成電路的工作效率低，存在開關噪聲等一系列問題，更為重要的是，開關損耗使得能耗更加增大，增加了更多的安全隱患，在開關上消耗的能量積聚到一定的程度，發熱累積到一定的程度，將會產生難以預計的后果，甚至可能會威脅到人身財產安全。綜上所述，軟開關技術勢在必行，于是設計了如圖2.1所示的Buck軟開關電路，下面就對Buck軟開關電路的原理進行詳細分析。2.2 原理分析鑒于此，如圖2.1所示，設計了Buck電路的軟開關電路圖，主開關管VS1、輔助管VS2，這個兩個開關管都是N溝道增強

17、型的MOSFET，工作特點時，只有當Vgs大于閾值電壓才能導通，導通后電流方向為從D極到S極、電感L和電容Co共同組成零電壓開通的Buck變換器，Ro為負載電阻，一般不屬于Buck電路的內部結構。此電路與一般的Buck電路不同，一般的Buck電路中除了有一個開關管外，還有一個二極管，而此電路中原本那個位置的二極管變成了一個N溝道增強型MOSFET開關管，為什么要這樣做呢？這是因為用MOSFET來替代二極管，能使得電路獲得比較高的效率，同時兩個開關管互為補充。VS1和VS2兩端分別反并聯二極管D1，D2，為電感電流的正向及反向流通提供回路，兩個開關管上并聯的電容C1，C2用來與電感L組成準諧振回

18、路進行充放電，電容Co是濾波電容，取值較大即可，只起到濾波電容的作用。VS1和VS2分別由觸發脈沖ug1和ug2互補驅動，ug1，ug2分別為VS1，VS2的柵源極電壓，并且ug1和ug2之間有一定的死區防止共態導通，同時VS1和 VS2兩個開關管的軟開關也必須在該死區內完成。這是一種最簡易的Buck電路軟開關電路，與硬開關的Buck電路相比，此電路與之的區別在于，在兩個開關管漏源極兩端并聯有二極管和電容器，硬開關的Buck電路最大的問題在于開通時，開關管上升的電流和下降的電壓出現重疊；關斷時，上升的電壓和下降的電流出現重疊。開關損耗正是來源于電壓、電流波形的交疊，并且該損耗隨開關頻率的提高而

19、以倍數增加。采用此種設計的電路之后，通過諧振充放電，可以使得開關管在每一個觸發脈沖到來之前電壓放電到零，具體工作情況的分析如下。圖2.6 主要工作波形開關電路按周期重復的工作，分析起點的選擇很重要，選擇合適的起點，可以簡化分析過程5。在分析此零電壓導通準諧振電路時，選擇開關管VS1開通時刻為分析的起點最為合適6，下面結合圖2.6逐段分析電路的工作過程。 一個工作周期分為6個階段，其工作過程如下：（1）第1階段t0-t1 VS1導通，此時電路由輸入電壓Vin，開關管VS1，電感L，濾波電容Co和負載Ro組成，電感上在輸入電壓到來后，進入充電狀態，VS1兩端電壓為零，VS2兩端電壓為最大，電感電流

20、iL線性增加，由負值變為正值，為什么是從負值變成正值，看過后面的分析你就會明白，在t1時刻，VS1關斷，電感電流到達一個最大值，該階段結束，由此在電感上就儲蓄有一定的能量，表現在電感電流較大上。（2）第2階段t1-t2 VS1關斷后，此時電路由輸入電壓Vin，結電容C1，結電容C2，電感L，濾波電容Co，負載Ro組成。電感電流iL為正且為最大，VS2的結電容C2通過電感L放電，這正好符合了電流本來流動的方向，因此電感電流iL會線性下降，由于是VS2的結電容C2放電，電感電流減小，同時由于電感電流的存在，VS1的結電容C1被充電，結電容C1兩端的電壓線性上升，VS2的漏源電壓近似線性下降，直到V

21、S2的漏源電壓下降到零，該階段結束。在這一過程中，L和C1，C2形成諧振回路，C2放電，C1充電，為VS2的零電壓開通提供條件，這時必須要滿足的條件的充放電的時間一定要合理，即一定要滿足在死區時間內完成C2兩端電壓下降到零的要求，否則無法實現VS2的軟開關。（3）第3階段t2-t3 此時電路由電感L，濾波電容Co，負載Ro，VS2的反并二極管D2構成，D2為VS2的反并聯二極管。當VS2漏源電壓下降至零后，自然而然VS2反并二極管D2導通，電流換流到D2上，電容C2被短路，將VS2漏源電壓鉗位在零電壓狀態，為VS2的零電壓導通創造了條件，在這里要實現軟開關，必須滿足的條件是能在短時間內，即在死

22、區時間內讓VS2的兩端電壓到零，如果在觸發脈沖到來的時候VS2兩端的電壓還不能到零的話，就不能實現VS2的軟開關。（4）第4階段t3-t4 此時電路由電感L，濾波電容Co，負載Ro，開關管VS2組成。當VS2的門極變為高電平即觸發脈沖到來時，VS2能夠實現零電壓開通，在本設計中，均是實現零電壓開通，因為一般的軟開關分為兩種，零電壓開通型和零電流關斷型，要同時滿足這兩種類型的電路還有待進一步地研究發現。iL流過VS2，此時輸入電壓端與工作電路隔離開，已經不再起任何作用了，電感電流iL繼續線性減小，直到變為負值，到這里就必須要解釋一下為什么要使得電感電流到達負值，而為什么電感電流又能到達負值，因為

23、在一般的正常情況下，Buck電路只能工作在CCM（電感電流連續，每個周期內不到零點）和DCM（電感電流斷續）的兩種模式下，為什么在這個電路中會出現電感電流為負值的情況，如果注意到電路中的兩個MOSFET兩端反并聯的電容和二極管就不難發現答案，它們能提供反向電感電流的正向及反向通路，之所以需要電感電流反向，是因為如果不反向，就不能形成VS1兩端并聯電容的放電回路，沒有放電回路就不能實現VS1兩端電壓到零，就不能實現軟開關，這就是原因所在，之后VS2關斷，該階段結束。（5）第5階段t4-t5 此時電路由輸入電壓Vin，結電容C1，結電容C2，電感L，濾波電容Co，負載Ro組成，此時，電感電流iL方

24、向為負，如前所述，正好可以為VS1的結電容C1提供放電回路，于是VS1的結電容C1通過L放電，同時電感電流對VS2的結電容C2充電，同VS2的結電容C2的放電過程相類似，VS1的兩端電壓可近似為線性下降。該階段結束于VS1的電壓下降到零，這一過程為VS1的零電壓導通提供了條件。（6）第6階段t5-t6 由于 VS1兩端電壓下降到零，導致VS1的反并二極管D1開通，將VS1的兩端電壓固定在零，為VS1的零電壓導通創造了條件，兩個開關的軟開關過程都必須是在死區時間內完成，并聯電容起到充放電的作用，反并二極管起到將電壓鉗位在零的作用。接著VS1在柵極觸發脈沖到來時，VS1零電壓條件下導通，實現軟開關

25、，進入下一周期，周而復始。那么到底要滿足怎樣的條件才能真正地實現軟開關？下面進入參數分析，公式推導階段。綜上所述，Imin對結電容C1，C2充放電情況決定VS1的軟開關條件，而同樣，Imax對C1，C2充放電情況決定了VS2的軟開關條件。L，C1，C2的諧振充放電情況將直接影響軟開關的實現條件，而它們的充放電情況又由Imin和Imax決定，所以說Imin與Imax的大小將直接影響軟開關的實現難易程度。進入計算分析階段，其中：Imax=+Io= +Io 式(2.1)Imin=-Io= -Io 式(2.2）I= 式(2.3)要實現VS2的軟開關，根據能量大小關系，必須滿足讓C2上的電壓諧振到零，即

26、為：（C1+C2）Vin 2L|+Io| 2 式（2.4）為了更加便于計算，考慮到死區時間很小，再近似為死區時間內iL保持不變，根據電量大小關系可以將VS2的軟開關條件簡化為：(C1+C2)Vin|+Io| tdead2 式（2.5）VS2開通前的死區時間為tdead2同理可推導出VS1軟開關條件為：（C1+C2）Vin|-Io|tdead1 式（2.6）VS1開通前的死區時間為tdead1在得到（2.5）（2.6）這兩個重要公式后，如何進行參數計算是個難點，因為里面的未知量太多，經過各種搜集查證，如何實現這個公式，首先應該設置一些參數，再根據已經設置好的參數，通過限制約束條件來計算另外的一些

27、參數，從而才能滿足（2.5）（2.6）這兩個重要的公式，從而實現開關管VS1和VS2的軟開關。2.3 參數計算與設置設輸入電壓Vin=48V，f=200kHz（T=5us），tdead1=tdead2=0.5us，R=3.8，D=0.4，如何計算所有的參數是個難點，得一步一步來。首先要明確，在tdead1=tdead2的情況下，只要所選取的參數能滿足(2.6)式就一定能滿足(2.5)式，所以雖然看著是兩個條件，其實只需要針對(2.6)即可。其次，要明確，此電路要實現軟開關，需要滿足的一個重要條件是電路的電感值L不能過大，即不能讓電路工作在電流連續的情況下，而讓電路工作在DCM（電感電流斷續）狀

28、態下，而需要滿足的條件應為：1-D 式（2.7）此時，D=0.4，R=3.8，T=5us，經計算可得L5.7uH,另一支路Lr5.7uH，不妨設Lr=4uH,L=30uH。5 改進型電路Saber仿真驗證先按新設計的電路圖在SaberSketch中繪制好電路圖，如圖5.1所示。并按要求設置好參數，保存。圖5.1 改進型方案仿真電路圖參數設置完畢，仔細檢查一遍后，再進行仿真分析。首先，點擊DesignSimulate，生成與設計對應的網表并上載設計。接著對設計的系統進行DC分析，DC分析的結果將作為時域分析的工作點。網標上載成功后，選擇AnalysesOperating PointDC Oper

29、ating Point菜單，開啟DC分析參數設置界面，接受所有默認參數，單擊OK按鈕后仿真器就對設計作DC分析。DC分析結束后選擇AnalysesTime-DomainTransient 菜單，打開時域瞬態分析參數設置界面，在Basic標簽下的參數為：End time為500us；Start Time為0；Time Step為1n；Run DC Analysis First 為No，Plot After Analysis 為Yes-Open Only，Input/Output 標簽下的參數為：Plot File 為tr，Data File 為tr，Initial Point File 為dc，

30、End Point File 為tr，在Calibration標簽下的參數為：Max Truncation Error 為0.0005，Sample Point Density為1，其它項均采用默認參數。設置完成后單擊OK按鈕。首先繪制VS1的兩端電壓波形，由于不是單點的波形，要用到波形的計算，即一點的波形減去另一點的波形，必須要用到波形計算器，于是，打開波形計算器，鼠標左鍵點擊in，此為輸入電壓的波形，再在波形計算器中點擊鼠標中鍵，這樣就把輸入電壓的波形放進了波形計算器的前一個；再用鼠標左鍵點擊1，此為VS1源極的電壓波形，然后在波形計算器中點擊鼠標中鍵，這樣就把VS1源極的電壓波形輸入到了

31、波形計算器中，最后點擊波形計算器中的減號，出現了一個叫（in-1）的新信號，然后點擊第一個按鈕，即可繪制出VS1兩端的電壓波形（in-1），也是結電容C1兩端的電壓波形，如圖5.2所示，接著繼續打開波形計算器，鼠標左鍵點擊2，此為VS1柵極的電壓波形，再在波形計算器中點擊鼠標中鍵，這樣就把輸入電壓的波形放進了波形計算器的前一個；再用鼠標左鍵點擊1，此為VS1源極的電壓波形，然后在波形計算器中點擊鼠標中鍵，這樣就把VS1源極的電壓波形輸入到了波形計算器中，最后點擊波形計算器中的減號，出現了一個叫（2-1）的新信號，然后點擊第一個按鈕，即可繪制出VS1的觸發脈沖電壓波形（2-1），也是VS1柵源極

32、的電壓波形。圖5.2 VS1的軟開關波形由圖5.2可以看出，在每一個觸發脈沖（2-1）的上升沿到來之前，VS1兩端的電壓（in-1）就已經被鉗位在了零電壓，當觸發脈沖（2-1）剛剛到來的時刻VS1兩端的電壓（in-1）就已經提前到達了無限接近于零的位置，通過這種方式，從而使得VS1有效實現了VS1管的軟開關。實現了VS1管的零電壓開通，減少了開關損耗，同時由于，沒有實現零電流關斷，還是會存在一定的開關損耗。再繪制VS1的電流電壓波形。首先繪制VS1的兩端電壓波形，由于不是單點的波形，要用到波形的計算，即一點的波形減去另一點的波形，必須要用到波形計算器，于是，打開波形計算器，鼠標左鍵點擊in，此

33、為輸入電壓的波形，再在波形計算器中點擊鼠標中鍵，這樣就把輸入電壓的波形放進了波形計算器的前一個；再用鼠標左鍵點擊1，此為VS1源極的電壓波形，然后在波形計算器中點擊鼠標中鍵，這樣就把VS1源極的電壓波形輸入到了波形計算器中，最后點擊波形計算器中的減號，出現了一個叫（in-1）的新信號，然后點擊第一個按鈕，即可繪制出VS1兩端的電壓波形（in-1），也是結電容C1兩端的電壓波形。再直接雙擊iin繪制出VS1的電流波形，如圖5.3所示。圖5.3 VS1的電流電壓波形由圖5.3可以清楚看出，在電路工作的每一個周期里，都不會同時出現VS1兩端電壓與電流同時不為零的情況，即開關損耗不為0的情況，即是說每

34、當VS1電流不為零的時候，VS1兩端的電壓為零；VS1兩端電壓不為零的時候，通過VS1的電流為零，這與想得到的預期是完全一致的，說明此設計完全實現了軟開關，能夠極大地提高電路的效率，使得電路能夠高效地運轉。接著繪制VS2的兩端電壓波形，由于VS2的兩端電壓波形即為1點的電壓波形，繪制起來就很方便，直接雙擊1，就繪制出了VS2兩端的電壓波形，如圖5.4上面圖所示，再繪制VS2觸發脈沖的波形，雙擊3，此處VS2的柵極信號為3源極就是GND，就繪制出了VS2觸發脈沖的波形，如圖5.4中下面圖所示。圖5.4 VS2的軟開關波形由圖5.4可以看出，在每一個觸發脈沖（3）的上升沿到來之前，VS2兩端的電壓

35、（1）就已經被鉗位在了零，當觸發脈沖（3）剛剛到來的時刻VS2兩端的電壓（1）就已經提前到達了無限接近于零的位置，通過這種方式，從而使得VS2有效實現了VS2管的軟開關。實現了VS2管的零電壓開通，減少了開關損耗，同時由于沒有實現零電流關斷，還是會存在一定的開關損耗。再繪制VS2的電流，電壓波形。首先繪制VS2的兩端電壓波形，直接雙擊（1），此為VS2兩端電壓的波形，再直接雙擊short5繪制出VS2的電流波形，如圖5.5所示。圖5.5 VS2的電流電壓波形由圖5.5可以清楚看出，在電路工作的每一個周期里，都不會同時出現VS2兩端電壓與電流同時不為零的情況，即開關損耗部位零的情況，即是說每當V

36、S2電流不為零的時候，VS2兩端的電壓為零；VS2兩端電壓不為零的時候，通過VS2的電流為零，這與想得到的預期是完全一致的，說明此設計完全實現了軟開關，能夠極大地提高電路的效率，使得電路能夠高效地運轉。然后，繪制輸出電感電流的波形，清除掉電壓波形，直接雙擊iL，iLr,im繪制出波形，放大處理后觀察，如圖5.6、5.7、5.8、5.9所示。圖5.6 iL的工作波形圖圖5.7 iLr的工作波形圖圖5.8 im的工作波形圖圖5.9 iL，iLr，im的穩態波形詳圖由圖5.9不難看出，電感電流im出現了反向的情況，在硬開關的Buck電路中是不可能出現這種情況的，硬開關的Buck電路中，只存在CCM（電感電流連續）和DCM（電感電流斷續）這兩種工作模式。為什么出現現在這種電感電流反向的工作情況？如前所述，正是因為有了VS1，VS2兩端的反并二極管的存在，電感電流反向是實現VS1管零電壓導通的必要條件，這就是軟開關電路與硬開關電路本質的區別所在，其實這是軟開關電路工作在DCM模式下的情況，硬開關電路之所以出現電感電流斷續的工作情況，就是因為原本要反向的電流沒有流通的通路，造成電流為0，在軟開關電路中，由于有了開關管兩端并聯的反并二極管，為反向的電感電流提供了