第6章振幅調制、解調及混頻6.1振幅調制6.2調幅信號的解調6.3混頻6.4混頻器的干擾

16.1振幅調制主要要求：

掌握普通調幅波、雙邊帶調幅波和單邊帶調幅波的表達式、波形特點、頻譜圖和頻帶寬度及功率的計算掌握線性頻譜搬移電路的構成要素和頻譜特點26.1振幅調制一、幾個基本概念

1、調制：調制是指利用調制信號去控制載波的某個參數的過程。

2、調制信號：是指由原始消息（如聲音、數據、圖象等）轉變成的低頻或視頻信號。可以是模擬信號，也可是數字信號。通常用uΩ或f(t)表示。

3、載波信號：是指未受調制的高頻振蕩信號。可以是正弦信號，也可是非正弦信號。

4、已調波信號：是指受調制后的高頻信號，即已經把調制信號加載到載波中的信號。3

5、解調：是調制的逆過程，即從已調波信號中提取原調制信號的過程。

6、振幅調制：是指利用調制信號去控制載波的振幅，使載波信號的振幅按調制信號的規律變化。

7、振幅調制的分類：

(1)普通調幅方式（AM）：其輸出的已調信號稱為調幅波。

(2)抑制載波的雙邊帶調制：其輸出的已調信號稱為雙邊帶信號(DSB)。

(3)抑制載波的單邊帶調制：其輸出的已調信號稱為單邊帶信號(SSB)。4二、振幅調制信號分析（一）調幅波（AM）的分析

1、調幅波的表達式及波形（1）調制信號為單一頻率的余弦信號

設載波電壓為調制電壓為通常載波頻率與調制信號滿足ωc>>Ω。5根據振幅調制信號的定義，調幅時，載波的頻率和相位不變，而振幅將隨調制信號uΩ(t)線性變化。(由于調制信號為零時調幅波的振幅應等于載波振幅Uc，則調幅波的振幅Um(t)可寫成:Um(t)=UC+ΔUC（t）=UC+kaUΩcosΩt=UC(1+mcosΩt)式中：ΔUC(t)與調制電壓uΩ成正比，其振幅ΔUC=kaUΩ與載波振幅之比稱為調幅度（調制度）：

調幅度：表示載波振幅受調制信號控制后改變的程度6由此可得調幅信號的表達式：

uAM(t)=UM(t)cosωct=UC(1+mcosΩt)cosωct為了使已調波不失真，即高頻振蕩波的振幅能真實地反映出調制信號的變化規律，調幅度m應小于或等于1，當m>1時，稱為過調幅。是調幅波的振幅，它反映了調制信號的變化規律，稱為調幅波的包絡7圖6-1AM調制過程中的信號波形對基極調幅來說，由于管子發射結反偏，而截止，使uAM(t)=0，包絡部分中斷最大振幅最小振幅m＝1m>1時產生過調幅失真8(a)調制信號波形

t0uΩUΩ(b)載波信號波形0tucUc波形：(c)m<1時調幅波波形t0uAMUcm(1-m)Uc(1+m)Uc包絡Uc(1+mcosΩt)9（2）調制信號為一連續頻譜信號f(t)

上面的分析是在單一正弦信號作為調制信號的情況下進行的，而一般傳送的信號并非為單一頻率的信號，例如是一連續頻譜信號f（t）。若將調制信號分解為：則調幅波表示式為：10圖6-2實際調制信號的調幅波形

調制信號和已調波示意圖如圖6-2所示。1100ttuAMuΩ12圖6-3AM信號的產生原理圖（3）調制電路框圖要完成AM調制，可以用圖6-3所示的原理框圖實現，其關鍵在于實現調制信號和載波信號的相乘。+××+常數13

2、調幅波的頻譜

由圖6-1(c)可知，調幅波不是一個簡單的正弦波形。在單一頻率的正弦信號的調制情況下，用三角公式展開，可得：14圖6-4單音調制時已調波的頻譜（a）調制信號頻譜（b）載波信號頻譜（c）AM信號頻譜顯然：

1)頻譜的中心分量就是載波分量，它與調制信號無關，不含消息；

2)兩個邊頻分量ωc＋Ω及ωc－

Ω則以載頻為中心對稱分布，兩個邊頻信號的幅度相等并與調制信號幅度成正比。

3)邊頻相對于載頻的位置僅取決于調制信號的頻率。因此調制信號的幅度、頻率消息只包含在邊頻分量中。

15圖6-5語音信號及已調信號頻譜（a）語音頻譜（b）已調信號頻譜在多頻調制的情況下，各個低頻頻率分量所引起的邊頻對組成了已調波的上下兩個邊帶。16從圖中可以看出，AM信號的頻譜結構和調制信號完全一樣，各分量的相對振幅和相對位置沒有改變。也就是說，通過AM調制，把調制信號的頻譜從0附近線性地搬移到了載波兩側。對于單音信號調制，AM信號的頻帶寬度為：而對于多頻信號調制，AM信號的頻帶寬度為：173、調幅波的功率載波分量功率邊頻分量功率：調幅波在調制信號一個周期內的平均功率：即便是在m=1時，包含信息的邊帶功率也只占總功率的1/3，因此這種調幅方式效率很低，功率浪費大。18這個最大功率有可能大大超過總的平均功率，它限定了用于調制的功放管的額定輸出功率PH。因此在設計功率放大器時，一定要以此來選擇功放管。保證：Pmax≤PH調幅波處于包絡峰值時，高頻輸出功率最大，稱為調幅波最大功率，調幅波處于包絡最小值時，高頻輸出功率最小，稱為調幅波最大功率，19例6-1已知發射機的發射總功率Pav為504W，發射的AM調幅信號為uAM=Um(1+0.4cosΩ1t+0.6cosΩ2t)cosωct,請求（1）在未調制時的載波功率Pc，（2）邊帶功率PSB為多少？解：根據已知條件得：20（二）雙邊帶信號（DSB）

在調制過程中，將載波抑制就形成了抑制載波雙邊帶信號，簡稱雙邊帶信號。它可用載波與調制信號相乘得到，其表示式為：若調制信號為單一正弦信號uΩ=UΩcosΩt調制時，其中g(t)在是可正可負的，它與普通調幅波的幅度函數U(t)是不同的。DSB波：抑制了載波分量，只含上、下邊帶分量。1.表達式212.雙邊帶調幅波波形22DSB信號與AM信號相比，有如下特點：（1）包絡不同。AM波的包絡正比于調制信號f(t)波形，而DSB信號波形的包絡正比于|f(t)|。

（2）DSB信號的高頻載波相位在調制電壓零交點處（調制電壓正負交替時）要突變180度——即反相。

（3）由于DSB信號不含載波，它的全部功率為邊帶占有，所以，發射的都載有消息，功率利用率高于AM。233.雙邊帶調幅波頻譜DSB波頻譜BW

=2F24（三）單邊帶信號（SSB）

1、單邊帶信號的概念：單邊帶（SSB）信號是由DSB信號經邊帶濾波器濾除一個邊帶或在調制過程中，直接將一個邊帶抵消而成。

2、單頻信號調制時的單邊帶信號

單頻調制時，uDSB（t）=kuΩuC。當取上邊帶時：取下邊帶時：顯然，他們均為單一頻率成分的信號。從公式可以看出，單頻調制時uSSB信號為等振幅信號，但與原載波幅度不同。25圖6-7單音調制的SSB信號波形

單邊帶信號的波形如圖6-7所示，由于它們為單一頻率成分的信號，因此，單純從該信號中是無法知道原來調制信號，也無法看出實際該信號的特征。26圖6-8單邊帶調制時的頻譜搬移27

3、雙音調制時的單邊帶信號為了看清SSB信號波形的特點，下面分析雙音調制時產生的SSB信號波形。為分析方便。設雙音頻振幅相等，即：且Ω2＞Ω1，則可以寫成下式：受uΩ調制的雙邊帶信號為取上邊帶信號，波形如圖6-9：28圖6―9雙音調制時SSB信號的波形和頻譜等幅雙音信號頻譜SSB信號頻譜則SSB信號的包絡與調制信號的包絡形狀相同，填充頻率移動了每一個調制頻率分量產生一個對應的單邊帶信號分量，它們的關系和單音調制時一樣，振幅之間成正比，頻率則線性移動。29

4、多頻率分量調制的SSB信號uSSB(t)=UcosΩtcosωct-UsinΩtsinωct

對應于上邊帶或

uSSB(t)=UcosΩtcosωct+UsinΩtsinωct

對應于下邊帶這是SSB信號的另一種表達式，由此可以推出uΩ(t)=f(t)，即一般情況下的SSB信號表達式：式中，“＋”對應下邊帶，“—”對應上邊帶。

表示把f(t)的所有頻率成分均相移-π/2

，稱f(t)是f(t)的希爾伯特變換30

總結：

單邊帶調制從本質上說是幅度和頻率都隨調制信號改變的調制方式。但是，由于它產生的已調信號頻率與調制信號頻率間只是一個線性變換關系（線性搬移），這一點與AM、DSB類似，因此通常還是把它歸結為振幅調制。

SSB調制的特點：占用頻帶窄，功率利用率高。

31圖6-11語音調制的SSB信號頻譜(a)DSB頻譜(b)上邊帶頻譜(c)下邊帶頻譜32求帶寬（設ωc為?的整數倍）例解：BW

=2F33求帶寬（設ωc為?的整數倍）例解：BW

=2F34求帶寬（設ωc為?的整數倍）例解：BW

=F35求帶寬（設ωc為?的整數倍）例解：BW？36為一調制信號的頻譜圖（1）該信號的調制方式是什么？371.在模擬乘法器上接入調制信號電壓VΩcosΩt和載波信號電壓Vccosωct后將產生：

A)ωc±Ω

B)2ωc±Ω

C)2ωc

D)頻譜分量

若需得到SSB信號還必須接入:

A)高通濾波器

B)低通濾波器

C)邊帶濾波器

2.一單音頻調制的普通調幅信號，其載波功率為1kW，調幅系數為0.3.

（1）邊頻功率為:

A)90W

B)45W

C)22.5W

D)100W

（2）平均功率為:

A)1kW

B)1.69W

C)1.045kW

D)2kW

3.當調制信號的頻率從1kHz增大到2kHz，振幅從1V降到0.5V時，

（1）調幅波的調制指數從Ma變到:

A)0.5Ma

B)0.1Ma

C)不變

（2）調幅波的帶寬變化到:

A)2kHz

B)8kHz

C)4kHz

384.已知下列數學表達式，指出它們分別是：

(1)（1＋cosΩt/2)cosωct;

A）普通調幅波

B)雙邊帶調制波

C)單邊帶調制波

(2)cosΩtcosωct

A）普通調幅波

B)雙邊帶調制波

C)單邊帶調制波

(3)5cos(ωc+Ω)t

A）普通調幅波

B)雙邊帶調制波

C)單邊帶調制波

5.設已調信號為v(t)=10(1+0.6cos2π×5×103t)cos2π×108t(V)

(1)該信號是：

A)調頻波

B)普通調幅波

C)雙邊帶調制波

D)單邊帶調制波

（2）已調信號的頻帶寬度BW是：

A)π×104

rad/s

B)2π×104

rad/s

C)10π×104

rad/s

(3)在單位電阻上消耗的平均功率Pav為：

A)9W

B)59W

C)118W

39三、

振幅調制電路1、概述

(1)由上述分析可以看出，AM、DSB和SSB信號都是將調制信號的頻譜搬移到載頻上去，搬移的過程中，頻譜結構不發生變化，因此均為線性調制（頻譜的線性搬移）。

(2)比較AM、DSB和SSB信號的頻譜可知：AM：下邊帶(頻)——差頻、載頻、上邊帶(頻)——和頻DSB：下邊帶(頻)——差頻、上邊帶(頻)——和頻；SSB：只有下邊帶(頻)——差頻或只有上邊帶(頻)——和頻。因此實現調幅（頻譜的線性搬移）必須以乘法器或平方項為基礎，然后通過合適的濾波器選出所需成分。40

(3)振幅調制的分類：

1)高電平調制：是將高頻功放和調制電路合二為一，調制后的信號不需再放大就直接發送出去的方式。主要原理依據是前面高頻功放的調制特性；

2)低電平調制：是將調制電路與高頻功放分開，調制后的信號電平較低，需經功率放大后達到一定的發射功率再發送出去。

(4)調制電路的基本要求：調制效率高，調制線性范圍大，失真小等。41

2、AM調制電路

AM信號的產生可以采用高電平調制和低電平調制兩種方式完成。目前，AM信號大都用于無線電廣播，因此多采用高電平調制方式。

(1)高電平調制（功放與調制電路合二為一）

高電平調制主要用于AM調制，這種調制是在高頻功率放大器中進行的。通常分為：集電極調幅、基極調幅以及集電極基極(或發射極)組合調幅，其中為了保證調制的線性特性：

集電極調幅：如圖6-12、6-13所示；基極調幅：如圖6-14、6-15所示。42圖6-12集電極調幅電路調制信號經低頻變壓器加在集電極上,且與電源電壓串聯,此時Ucc=Ec0+uΩ即放大器的有效集電極電壓等于兩電壓之和,它隨調制信號變化而變化。集電極調幅就是用調制信號來改變集電極電源電壓，使ic的基波振幅線性地隨調制信號變化.因此，根據丙類高頻功放的調制特性，功放必須工作在過壓狀態。基極饋電線路自給偏壓高頻變壓器低頻變壓器諧振回路43圖6-13集電極調幅的波形44圖6-14基極調幅電路基極調幅就是用調制信號改變丙類功放的基極偏壓，當在欠壓狀態時，集電極電流的基波振幅將線性隨遍壓即隨調制信號而變化。因此，基極調幅時功放應工作在欠壓狀態。45圖6-15基極調幅的波形46集電極調幅電路基極調幅電路以載波為激勵信號以載波為激勵信號基極偏壓受調制信號控制集電極電源電壓受調制信號控制工作在欠壓區,效率低工作在過壓區,效率高調制信號所需的功率小調制信號所需的功率大兩種調幅電路的比較47

(2)低電平調制（通過線性頻譜搬移電路實現）

1)二極管電路。用單二極管電路和平衡二極管電路作為調制電路，都可以完成AM信號的產生，當UC>>UΩ時，流過二極管的電流iD為48圖6-16單二極管調制電路及頻譜

大家思考一下：在實際中，該電路能否完成實現DSB調制？為什么？用二極管平衡電路，也可實現AM調制。49

2)利用模擬乘法器產生普通調幅波模擬乘法器是以差分放大器為核心的，根據第五章的分析，由單差分對50若將載波uC加至uA，調制信號uΩ加到uB，則有：式中，m=UΩ/Ee，x=UC／UT。若集電極濾波回路的中心頻率為fc，帶寬為2F，諧振阻抗為RL，則經濾波后的輸出電壓：51其差分傳輸特性及輸出電流波形如圖6-17所示。圖6-17差分對AM調制器的輸出波形523)利用集成模擬乘法器進行AM調幅·輸出uo圖6―19(a)利用模擬乘法器BG314產生AM信號

+15V擴展線形范圍調整調制度53圖6―19(b)利用MC1596產生AM信號

擴展線性范圍調整調制度543.DSB調制電路——只能使用低電平調制

(1)二極管調制電路

單二極管電路只能產生AM信號，不能產生DSB信號。二極管平衡電路和二極管環形電路可以產生DSB信號。

1)二極管平衡DSB調制電路電路如圖6-19所示，根據前面分析可得T2次級電流：55圖6-19二極管平衡調制電路56

iL中包含F分量和(2n+1)fc±F(n=0，1，2，…)分量，若輸出濾波器的中心頻率為fc、寬為2F、諧振阻抗為RL，則輸出電壓為：

二極管平衡調制器是通過平衡方式，將載波抑制掉，從而獲得DSB信號。平衡調制器的波形如圖6-20所示。57圖6-20二極管平衡調制器波形58圖6-21平衡調制器的一種實際線路圖6-21為一實用的平衡調制器電路省略了低頻變壓器和輸出變壓器，調制信號反相、載波信號同相加到兩個二極管上，流過RL的電流仍然是兩管電流之差。C2、C3用來平衡結電容，而R2用來平衡二極管導通電阻。592)二極管環形DSB調制電路——雙平衡電路

為進一步減少組合分量，可采用雙平衡調制器(環形調制器)，如圖6-22所示。在第5章已得到雙平衡調制器輸出電流的表達式，在u1=uΩ，u2=uC的情況下，該式可表示為：經濾波后，有則由上式可知，iL中的組合頻率為(2p+1)fc±F，與平衡調幅相比，環形調幅輸出電壓中沒有F的頻率分量，而其它分量的振幅加倍。在輸出端接一個中心頻率為fc

、通帶寬度為2F的帶通濾波器，則可選出其中fc±F分量，從而就獲得雙邊帶調幅信號uDSB

。60圖6-22雙平衡調制器電路及波形這種平衡調制器不能用來產生AM信號。但調制信號和載波信號可以互換位置。61t0u?(t)t0K’(w2t)t0iLt0uDSB（c）輸出電流波形（b）開關函數波形（d）經過帶通濾波器后信號波形（a）調制信號波形1-1623)橋式DSB調制器圖6―24雙橋構成的環形調制器

該電路由上下兩個橋構成一個環形調制器，uC對兩個橋是反相的，uC>0時上橋路導通，uC<0時下橋路導通。調制電壓反相加于兩橋的另一對角線上。63設兩橋路中的所有二極管都一樣，導通電阻為rd,則：輸出諧振回路的諧振頻率為fc，頻寬為2F，那么輸出電壓為：(6-36)(6-37)64

(2)差分對調制器

1）單差分對DSB調制電路

在單差分電路(圖5-17)中，將載波電壓uC加到線性通道，即uB=uC，調制信號uΩ加到非線性通道，即uA=uΩ，則雙端輸出電流io(t)為：6566圖6-24差分對DSB調制器的波形67值得說明的問題：

A、與AM調制相比，載波電壓uC、調制信號uΩ的加入方式與AM調制相反。

B、由于uΩ加入到非線性通道，出現了fcnF分量(n=3,5,7,…)，這些分量是不容易濾除的。只有當uΩ較小時，使

3(x)<<5(x)，才能得到較為理想的DSB信號。

C、由信號分析可知，DSB信號的產生可將兩個輸入信號相乘即可。單差分調制器雖然可以得到DSB信號，具有相乘器功能，但它并不是一個理想乘法器。68

2）雙差分對DSB調制電路

雙差分對電路的差動輸出電流為：若UΩ、UC均很小，上式可近似為

因此此時可看作一個模擬乘法器，uC，uΩ

可以互換位置，與信號加入方式無關，可以單端和雙端輸出。69圖6―26雙差分調制器實際線路

V7,V8恒流源W4調整V5、V6平衡，防止副載頻泄露W2調整V1~V4平衡，防止視頻泄露70

4、SSB調制電路

SSB信號是將雙邊帶信號濾除一個邊帶形成的。根據濾除方法的不同，SSB信號產生方法有好幾種，主要有濾波法和移相法兩種。（1）

濾波法圖6―27是采用濾波法產生SSB的基本原理框圖。這種方法是通過濾波器，把DSB信號的一個邊帶濾除。圖6―27濾波法基本原理框圖。71圖6-27理想邊帶濾波器的衰減特性對無用邊帶抵制度為40dB電話通信中通常取語音信號頻譜300~3400Hz,要求濾波器在600Hz過渡帶內衰減變化40dB以上。A、要求具有陡峭的過渡衰減特性；

B、通帶內衰減小，衰減變化小。72不能把低頻信號直接調制到頻率比較高的載波。

因此，對于SSB發射機，通常都是現在比較低的頻率上調制，然后在通過若干級混頻，然后逐步提高載波頻率，最后把調制信號的頻譜搬移到需要的載頻上。如圖6-28(a).這樣可降低對濾波器的要求。圖6-28(b)是各點的信號頻譜。實現濾波器的難易與過度帶相對于載頻的歸一化值有關，過渡帶的歸一化值越小，分割上下邊帶的濾波器越難實現。73圖6―28(a)采用濾波法的SSB發射機組成框圖

74圖6-28(b)采用濾波法的SSB發射機組各點的信號頻譜75（2）

移相法

1)原理及框圖

移相法是利用移相網絡，對載波和調制信號進行適當的相移，以便在相加過程中將其中的一個邊帶抵消而獲得SSB信號。76圖6-28移相法SSB信號調制器77

2)特點

移相法的優點是省去了邊帶濾波器，但要把無用邊帶完全抑制掉，必須滿足下列兩個條件:A、兩個調制器輸出的振幅應完全相同

B、移相網絡必須對載頻及調制信號均保證精確的π／2相移。

對于連續頻譜的語音信號，要使每個分量都保證有π／2的精確相移是很難做到的。因此，移相網絡是這種SSB調制的關鍵所在。為了保證精確相移π／2，可以采用兩個π／4的相移網絡分別供給兩個調制器。如圖6-31所示。78圖6―31移相法的另一種SSB調制器(a)(b)796－10調制電路如圖所示。載波電壓控制二極管的通斷。試分析其工作原理并畫出輸出電壓波形；說明R的作用(設TΩ=13TC,TC

、TΩ分別為載波及調制信號的周期)。解題6-6

R的作用是與兩個二級管構成橋式電路，改變中間抽頭的位置可調節橋路平衡,保證在二極管時,變壓器下端為地電位.806.2調幅信號的解調一、

調幅解調的方法

振幅解調方法可分為包絡檢波和同步檢波兩大類。包絡檢波是指解調器輸出電壓與輸入已調波的包絡成正比的檢波方法。由于AM信號的包絡與調制信號成線性關系，因此包絡檢波只適用于AM波。其原理框圖如圖6-30所示。81圖6-30包絡檢波的原理框圖82圖6-31同步解調器的框圖同步檢波是外加一個與原來載波同頻同相的高頻信號，稱為插入載波或副載波，然后利用頻譜搬移電路，對DSB和SSB信號進行解調，故稱為同步檢波。其同步檢波原理框圖如圖6―33所示。83同步檢波又可以分為乘積型(圖6-32(a))和疊加型(圖6-32(b))兩類。它們都需要用恢復的載波信號ur進行解調。圖6-32同步檢波器841．原理電路及工作原理

提供信號源電路由：輸入回路、二極管和RC低通濾波器串連組成1.作為檢波器的負載，在其兩端產生調制頻率電壓2.對高頻電流起旁路作用圖6―33二極管峰值包絡檢波器(a)原理電路(b)二極管導通(c)二極管截止二、二極管峰值包絡檢波器一般為導通電壓小、rD小的鍺管充電時間常數為rdC放電時間常數為RC85RC網絡滿足載頻或中頻調制信號頻率對高頻短路對低頻開路在回路中相當于并聯了一個很大的電阻，所以整個回路的電阻近似為R理想情況下RC網絡的阻抗為：峰值包絡檢波器一般工作在大信號狀態下（電壓大于0.5V）所以全稱為：二極管串連型大信號峰值包絡檢波器。861234ui0

tUim0

tuOuc輸入、輸出信號波形理想輸出信號波形Uim(1)當輸入為高頻等幅波87圖6-34加入等幅波時檢波器的工作過程從這個過程可以得出下列幾點:(1)檢波過程就是信號源通過二極管給電容充電與電容對電阻R放電的交替重復過程。(2)由于RC時常數遠大于輸入電壓載波周期，放電慢，使得二極管負極永遠處于正的較高的電位(因為輸出電壓接近于高頻正弦波的峰值，即Uo≈Um)。

(3)二極管電流iD包含平均分量(此種情況為直流分量)Iav及高頻分量。平均分量Iav流經電阻R形成平均電壓Uav（載波輸入時，Uav＝UDC），它是檢波器有用的輸出電壓，高頻電流主要被旁路電容旁路，其上殘留很小的高頻電壓Δu

。88圖6-35檢波器穩態時的電流電壓波形二極管負極永遠處于正的較高的電位，因此，達到平衡后，二極管只在輸入信號的峰值附近才導通，通角很小。89（2）當輸入信號為AM信號時電容充放電波形如下圖：

VD都是在峰值附近導通，輸出電壓波形為包絡的形狀。

Uav含有直流分量和低頻調制分量。

在輸出信號端加上隔直電容就能將直流信號去除，只剩調制信號。90二極管兩端的電壓為：即在uAM上疊加一個－Uo(t)圖6―37輸入為AM信號時,檢波器二極管的電壓及電流波形91圖6-38包絡檢波器的輸出電路（3）檢波輸出電路

A、若只輸出調制頻率電壓，可采用6-38(a)圖所示電路；

B、若只需要與載波電壓成正比的直流電壓，可采用6-38(b)圖所示電路。92

6－17檢波電路如圖所示，uS為已調AM波(大信號)。根據圖示極性，畫出RC兩端、Cg兩端、Rg兩端、二極管兩端的電壓波形。題-13圖解6-13各點波形如右圖93

2．性能指標分析檢波器的主要性能指標有非線性失真、輸入阻抗、傳輸系數等。

1)傳輸系數Kd

(1)定義：檢波器傳輸系數Kd或稱為檢波系數、檢波效率，是用來描述檢波器對輸入已調信號的解調能力或效率的一個物理量。若輸入載波電壓振幅為Um，輸出直流電壓為Uo，則Kd定義為：對于AM信號：低頻輸出電壓振幅輸入已調波包絡振幅顯然,檢波器的電壓傳輸系數越大,則在同樣輸入信號的情況下,輸出信號就越大,即檢波效率高。一般二極管檢波器Kd總小于1，Kd越接近于1越好。

94

(2)計算：由于輸入大信號，檢波器工作在大信號狀態，二極管的伏安特性可用折線近似。在考慮輸入為等幅波，采用理想的高頻濾波，并以通過原點的折線表示二極管特性(忽略二極管的導通電壓VP)，則由圖6-35有:由此可見，檢波系數Kd是檢波器電流iD的通角θ的函數，求出θ后，就可得Kd。95

如何求導通角θ

：Uo=I0R，等式兩邊各除以cosθ，可得

當gDR很大時，如gDR≥50時，tanθ≈θ+θ3/3，有96由以上分析可以看出：●當電路一定時，導通角θ是一定的。原因是負載電阻R的反作用，使電路能自動調節，使θ不隨輸入信號而改變。●檢波效率也與信號大小無關。所以檢波器的輸入輸出是線性關系——線性檢波，當輸入AM信號時，輸出電壓為：●二極管導通電阻越小，gD越大，θ就越小，檢波效率就越高。這意味著二極管本身能量損耗越小。●濾波器時間常數RC越大，紋波就越小，檢波效率也就越高。圖6-39和圖6-40說明了二極管導通電阻和濾波電路對檢波效率的影響。97圖6-39Kd～gDR關系曲線圖圖6-40濾波電路對Kd的影響當gDR>50時，Kd變化不大實際傳輸特性與電容C的容量有關98

2)輸入電阻Ri

檢波器的輸入電阻Ri是指從檢波器輸入端看進去的等效電阻,用來說明檢波器對前級電路的影響程度。

圖6-41檢波器的輸入阻抗前級放大器諧振電路99輸入電容包括二極管結電容Cj和引線對地分布Cf電容，Ci=Cj+Cf。輸入電阻為輸入載波電壓的振幅Um與檢波器電流的基頻分量振幅I1之比值,即：θ很小時100利用能量守恒，檢波器輸入為高頻等幅波

可得：檢波器輸入功率為

輸出功率為（直流功率）

輸入功率一部分轉換為輸出功率，一部分消耗在二極管的正向電阻上，此消耗功率很小，可忽略。101

3．檢波器的失真

(1)惰性失真

1)產生惰性失真的原因：RC越大，在二極管截止期間放電速度就越慢，則電壓傳輸系數和高頻濾波能力就越高。但RC取值過大，將會出現二極管截止期間電容C對R放電速度太慢，這樣檢波器的輸出電壓就不能跟隨包絡線性變化，于是產生了惰性失真。圖6-42惰性失真的波形

原因：是由于RC取值過大引起的。102t1t2圖8.11惰性失真波形uOui

t0Um檢波器輸出電壓按RC放電規律變化,不隨包絡形狀而變化.103

2)避免惰性失真的措施為了避免產生惰性失真，必須在任何一個高頻周期內，使電容C通過R放電的速度大于或等于包絡的下降速度，即：如果輸入信號為單音調制的AM波，在t1時刻其包絡的變化速度為104因為電容通過R放電時,電容電流與電阻電流相同,即:ic=iR=二極管停止導通的瞬間，電容兩端電壓uC近似為輸入電壓包絡值，即uC=Um(1+mcosΩt)。從t1時刻開始通過R放電的速度為105實際上，不同的t1，U(t)和Uc的下降速度不同，為避免產生惰性失真，必須保證A值最大時，仍有Amax≤1。故令dA／dt1=0，得代入得出不失真條件如下:或m、Ω越大，包絡下降速度就越快，保證不產生惰性失真時對RC的要求就越小。但實際中調幅波并不是單音調制，因此必須應用最大的調幅度和最高調制信號頻率來檢驗有無惰性失真。106(2)底部切削失真

底部切削失真及產生原因

底部切削失真又稱為負峰切削失真。產生這種失真后,輸出電壓的波形如圖6―46(c)所示。這種失真是因檢波器的交直流負載不同引起的。

圖6―46底部切削失真

直流負載=R交流負載=R//Rg=R’L<R107檢波器的輸出端經隔直電容Cg接到下一級的輸入電阻Rg，要求Cg的容量大，才能傳送低頻信號。在音頻一周內,其兩端的直流電壓基本不變,其大小約為載波振幅值UC,可以把它看作一直流電源。它在電阻R和Rg上產生分壓。此電壓極性為上正下負，相當于給二極管加了一個額外的反向偏壓。當R>>Rg時，UR就很大，這就可能使輸入調幅波包絡在負半周最小值附近的某些時刻小于UR，則二極管在這段時間就會截止，電容C只放電不充電108在t1~t2期間產生了失真，由于這種失真出現在輸出低頻信號的負半周，其底部被切割，故稱為負峰切割失真。t1t2負峰切割失真波形

0tUm0tURuiuo(t)波形：109

2)避免和減少底部切削失真的措施調幅波的最小幅度為UC(1-m)，由圖6-43可以看出，要避免底部切削失真，應滿足由上式可得要：避免底部切削失真，檢波器的交流負載與直流負載之比應大于調幅波的調幅度。(一定要設法增大交流阻抗和直流阻抗的比值)。g110圖6-44減小底部切削失真的電路

減少底部切削失真的措施：

A、將R分為兩部分，如圖6-44（a)所示；

B、在檢波器與低放間插入高輸入阻抗的射隨器如圖6-44（b)所示。111交流負載比原電路增大。通常以免分壓過大使輸出到后級的信號減小過多。112

4．設計中應該考慮的問題

檢波器自動增益控制AGC音量調節圖6―45檢波器的實際電路中放末級回路設計二極管包絡檢波器的關鍵在于：正確選用晶體二極管，合理選取等數值，保證檢波器提供盡可能大的輸入電阻，同時滿足不失真的要求。只有直流電壓，其大小與輸入載波振幅在正比113(1)二極管的選擇檢波管要選用正向電阻小、反向電阻大、結電容小、最高工作頻率高的二極管。一般采用點觸型鍺二極管2AP系列。如選擇點接觸型二極管2AP9（約100Ω、1pF）等（2）電阻R1、R2選擇為了不損失效率，R1/R2一般選擇在0.1~0.2，而R1+R2幾千Ω，它不能太大，否則容易產生底邊切割失真或惰性失真。此處選R1=680Ω，R2=4.7kΩ.（3）電容的選擇

C太大容易產生惰性失真，太小又會使紋波加大，效率降低。因此應使RC>>TC。此處選C1=C2=5100pFCg一般選的很大，此處為10微法。114例4：在圖例4-4所示的檢波電路中，已知C=0.01μF,RL=4.7kΩ,輸入載波頻率fC=465kHz,載波振幅Um=0.6V,調制信號頻率F=5kHz,調制系數m=50%,二極管的等效內阻RD=100Ω。若忽視二極管的門限電壓，試求：

(1)導通角；

(2)檢波效率Kd；

(3)檢波輸出電壓UO；

(4)檢波電路的輸入電阻Ri；

(5)不產生惰性失真的最大調幅系數Mmax。115解：(1)

(2)

Kd=cosθ

=0.83

(3)

（4）

Ri≈RL/2=4.7/2=2.35kΩ116

（5）

不產生惰性失真的條件為：

可解得：

117

5.二極管并聯檢波器

除上面討論的串聯檢波器外，峰值包絡檢波器還有并聯檢波器、推挽檢波器、倍壓檢波器、視頻檢波器等。這里討論并聯檢波器。

(1)電路結構與工作原理

并聯檢波器：其信號源（輸入）、檢波二極管、負載電阻三者是并聯的。如圖6-46(a)118圖6-46并聯檢波器及波形(a)原理電路(b)波形(c)實際電路高頻濾波電路隔直電容電容起檢波作用，但不能起到高頻濾波作用輸出電壓不僅包含平均分量，還含有高頻分量119

工作原理分析：定性分析

輸入阻抗：根據能量守恒原理，實際加到并聯型檢波器中的高頻功率，一部分消耗在R上，一部分轉換為輸出平均功率，即：當Uav≈UC時(UC為載波振幅)有

電壓傳輸系數：其電壓傳輸系數與串聯型完全相同。120

6．小信號檢波器

(1)概念：小信號檢波是指輸入信號振幅在幾毫伏至幾十毫伏范圍內的檢波。這時，二極管的伏安特性可用二次冪級數近似，即

(2)主要參數

當輸入為高頻載波時：一般小信號檢波時Kd很小，可以忽略平均電壓負反饋效應——即輸出對輸入的影響，認為：將它代入上式，可求得iD的平均分量和高頻基波分量振幅為：121若用ΔIav=Iav-a0表示在輸入電壓作用下產生的平均電流增量，則：相應的Kd和Ri為：因為a0為輸入uD＝0時的電流（靜態電流）R122

若輸入信號為單音調制的AM波，因Ω<<ωc，可用包絡函數U(t)代替以上各式中的Um由上式可以看出，小信號檢波器輸出的平均電壓與輸入信號電壓振幅的平方成正比，故有時也將小信號檢波器稱為平方律檢波器。利用小信號檢波器的上述特性，常在測量儀表及微波檢測中用作信號功率指示。123圖6-47小信號檢波124三、

同步檢波

1．乘積型

設輸入信號為DSB信號，即us=UscosΩtcosωct，本地恢復載波ur=Urcos(ωrt+φ)，這兩個信號相乘經低通濾波器的輸出，且考慮ωr-ωc=Δωc在低通濾波器頻帶內，有125由上式可以看出：

(1)當恢復載波與發射載波同頻同相時，即ωr=ωc，φ=0，則

uo=UocosΩt因此，此時可以無失真地將調制信號恢復出來。

(2)若恢復載波與發射載頻有一定的頻差，即ωr=ωc+Δωc

uo=UocosΔωctcosΩt

所以，此時將會引起振幅失真。126

(3)若恢復載波與發射載頻有一定的相差，則

uo=UocosφcosΩt若相差為恒定的，相當于對振幅進行了衰減；若相差是隨時間變化的，則也將引起振幅失真。

127

2.疊加型

疊加型同步檢波是將DSB或SSB信號插入恢復載波，使之成為或近似為AM信號，再利用包絡檢波器將調制信號恢復出來。對DSB信號而言，只要加入的恢復載波電壓在數值上滿足一定的關系，就可得到一個不失真的AM波。圖6-49就是一疊加型同步檢波器原理電路。下面以對SSB進行疊加型同步檢波為例進行分析

（1）基本原理

設單頻調制的單邊帶信號(上邊帶)為：

us=Uscos(ωc+Ω)t=UscosΩtcosωct-UssinΩtsinωct128圖6-49疊加型同步檢波器原理電路129恢復載波為

ur=Urcosωrt=Urcosωct有：us+ur=(UscosΩt+Ur)cosωct-UssinΩtsinωct

=Um(t)cos［ωct+φ(t)］式中

由上式可知，利用疊加型同步檢波器對SSB檢波，會出現相差，但由于后面采用的包絡檢波器對相位不敏感，他只關心包絡的變化。130式中，m=Us/Ur。當m<<1，即Ur>>Us時，上式可近似為：顯然，經隔直后即得原調制信號。SSB疊加載波信號后，即得一普通調幅AM信號。經包絡檢波后可得原調制信號，即：Ur131（2）平衡同步檢波電路采用圖6-50所示的平衡同步檢波電路，可以減小解調器輸出電壓的非線性失真。它由兩個檢波器構成平衡電路，上檢波器輸出下檢波器的輸出

uo2=KdUr(1-mcosΩt)

則總的輸出

uo=uo1-uo2=2KdUrmcosΩt

總之，實現同步檢波的關鍵是在接收端恢復發送端的載波信號同頻同相的恢復載波。132圖6-50平衡同步檢波電路

uo2=KdUr(1-mcosΩt)1333、同步信號的獲得獲得的電路（稱之為載波恢復或載波提取電路）也各不相同（1）若是解調AM波，同步信號可直接從信號中提取，可用一個限幅器，去除包絡的變化，把信號變換成一個等幅載波信號，這就是所需同頻同相的恢復載波。134（2）若是解調雙邊帶信號，由于雙邊帶信號不含固定的載波分量，不能用限幅濾波法得到同步信號經平方器后的輸出為經過帶通濾波器取出經過二分頻可得到同步信號135

（3）解調單邊帶信號，可在發射端發射單邊帶信號的同時發射一個載波信號，稱為導頻信號，它的功率遠低于SSB信號的功率。在接收端采用高選擇性的窄帶濾波器從輸入信號中取出該導頻信號，經過放大后即可作為同步信號。或采用高穩定度的晶體振蕩器產生指定頻率的同步信號，但這種方法產生的同步信號不可能與原載頻同步，只能將這種不同步量限制在允許的范圍內。136

1.在圖二所示二極管檢波電路中，若輸入為一單音調幅波，元件參數選取合理，檢波器輸出為一不失真的音頻電壓，RL增大10倍，則可能產生：

A）惰性失真

B）頻率失真

C）包絡失真

D）負峰切割失真

2.在二極管峰值包絡檢波器中，產生負峰切割失真的原因是(多選)：

A）輸入調幅信號的調幅指數太大；

B）二極管選擇不當；

C）交流負載和直流負載的差別過大；D）RLC時間常數太大。

1373.二極管大信號包絡檢波器輸入調幅波的載波角頻率為ω＝106rad/s,負載電容為0.02μF，在下列情況下，哪一種不產生惰性失真：

A）Ω＝5000rad/s,RL=10kΩ,ma=80％；

B）Ω＝3000rad/s,RL=10kΩ,ma=80％；

C）Ω＝5000rad/s,RL=500kΩ,ma=80％；

4.包絡檢波器是用來解調(

)信號；

A)AM波

B)DSB波

C)SSB波

同步檢波可解調(

)信號

A)AM波

B)DSB波

C)SSB波

1386.3混頻一、

混頻的概述

1．混頻器的功能

(1)混頻的概念

混頻器是頻譜線性搬移電路，是使信號的頻率從一處線性搬移至另一處的電路。它是一個六端網絡。它有兩個輸入電壓，輸入信號us和本地振蕩信號uL，其工作頻率分別為fc和fL；輸出信號為uI，稱為中頻信號，其頻率是fc和fL的差頻或和頻，稱為中頻fI，fI=fL±fc(同時也可采用諧波的差頻或和頻)。139圖6-51混頻器的功能示意圖經過混頻器，信號的包絡并沒有發生變化，只是頻率變成了中頻。因此，混頻過程也是一個線性頻譜搬移140(2)混頻的幾種形式用fI、fC、fL稱分別表示中頻、輸入信號頻率（高頻）和本機振蕩頻率，則

若取和頻：則fI=fL＋fc

若取差頻：則，fI=fL－fc

或，fI=fC－fL

常用的中頻有：465KHz(455KHz)—調幅收音機，

10.7MHz—調頻收音機，70MHz或140MHz—微波接收機、衛星接收機等

實際的混頻器分為兩大類：

A、混頻：由單獨的振蕩器提供本振信號，而混頻器為六端（三口）網絡

B、變頻：本機振蕩與混頻由同一非線性電路完成，此時表現為四端（雙口）網絡。在實際應用時，通常將兩詞混用，不加以區分141(2)混頻與調幅、幅度解調的區別

混頻也是一種頻率變換電路，在頻率域中起加法器或減法器作用，它與調幅、幅度解調均屬頻譜的線性搬移，但由于搬移的位置不同，其功能也就不同；如圖6-52所示。這三種電路都是六端網絡，兩個輸入、一個輸出，可用同樣形式的電路完成不同的搬移功能。另外，由于它們的輸入輸出信號不同，因而其輸入輸出回路也就不同。142圖6-52三種頻譜線性搬移功能

(a)調制(b)解調(c)混頻1432．混頻器的工作原理

(1)時域分析：設輸入到混頻器中的輸入已調信號us和本振電壓uL分別為

us=UscosΩtcosωct

uL=ULcosωLt這兩個信號的乘積為則中頻電壓為：144圖6-53混頻器的組成框圖因此，混頻電路可用乘法器或非線性電路完成，框圖如圖6-53所示。145(2)頻域分析：由信號分析知識可知，時域信號相乘，對應其頻域信號的卷積。本振為單一頻率信號，其頻譜為

FL(ω)=π［δ(ω-ωL)+δ(ω+ωL)］

輸入信號為己調波，其頻譜為Fs(ω)，則不管輸入信號是AM、DSB還是SSB信號，經過相乘后，只是頻譜位置改變，而頻譜結構并沒有變化，可用帶通濾波器取出所需要的中頻信號。圖6-54給出了輸入信號、本振信號和輸出信號的頻譜關系。146圖6-54混頻過程中的頻譜變換(a)本振頻譜(b)信號頻譜(c)輸出頻譜1473．混頻器的主要性能指標

1)變頻增益

變頻電壓增益定義為變頻器中頻輸出電壓振幅UI與高頻輸入信號電壓振幅Us之比，即同樣可定義：變頻功率增益為輸出中頻信號功率PI與輸入高頻信號功率Ps之比，即148

2)噪聲系數

混頻器的噪聲系數NF定義為:

通常用分貝數表示變頻增益，有輸入信噪比(信號頻率)輸出信噪比(中頻頻率)149

3)失真與干擾

變頻器的失真有頻率失真和非線性失真。除此之外，還會產生各種非線性干擾，如組合頻率、交叉調制和互相調制、阻塞和倒易混頻等干擾。所以，對混頻器不僅要求頻率特性好，而且還要求變頻器工作在非線性不太嚴重的區域，使之既能完成頻率變換，又能抑制各種干擾。150

4)變頻壓縮(抑制)

在混頻器中,輸出與輸入信號幅度應成線性關系。實際上,由于非線性器件的限制,當輸入信號增加到一定程度時,中頻輸出信號的幅度與輸入不再成線性關系,如圖6―61所示。

把中頻輸出電平與理想輸出相差3dB(1dB)時對應的輸入電平稱為3dB(1dB)壓縮電平。該電平越高，線性范圍越大，性能越好。

圖6-55混頻器輸入、輸出電平的關系曲線

理想曲線實際曲線151

5)選擇性

混頻器的中頻輸出應該只有所要接收的有用信號(反映為中頻，即fI=fL-fc)，而不應該有其它不需要的干擾信號。但在混頻器的輸出中，由于各種原因，總會混雜很多與中頻頻率接近的干擾信號。為了抑制不需要的干擾，要求中頻輸出回路有良好的選擇性，亦即回路應有較理想的諧振曲線（矩形系數接近于1）。152二、混頻電路

1．晶體三極管混頻器（自學）

圖6―65(a)中波AM收音機的變頻電路本振、調諧聯調選擇中頻465kHz本振回路153圖6―65(b)FM收音機變頻電路L2、C6、C7、C8、C2、C5組成本機振蕩C9、T1初級選擇中頻10.7MHzL1、C3中頻陷波波，防止中頻干擾154

2．二極管混頻電路

在高質量通信設備中以及工作頻率較高時，常使用二極管平衡混頻器或環形混頻器。其優點是噪聲低、電路簡單、組合分量少。

(1)二極管平衡混頻器圖6-61是二極管平衡混頻器的原理電路。155圖6-61二極管平衡混頻器原理電路156當輸入信號us為已調信號；本振電壓為uL，有UL>>Us，大信號工作，由第5章可得輸出電流io為：輸出端接中頻濾波器，則輸出中頻電壓uI為：157(2)二極管環形混頻器圖6-62為二極管環形混頻器，其輸出電流io為：經中頻濾波后，得輸出中頻電壓

二極管環形混頻器輸出是平衡混頻器輸出的兩倍，且減少了電流頻譜中的組合分量。158圖6-62環型混頻器的原理電路1593．其它混頻電路（自學）

160例：如圖所示的電路，已知V,V。二極管的導通電阻，不考慮負載的反作用。(1)求的表達式。

(2)若要完成混頻功能，U1、U2應輸入什么信號，應選擇什么類型的濾波器？(3)要完成調幅信號的解調功能，U1、U2應輸入什么信號，應選擇什么類型的濾波器？

161

6.4混頻器的干擾

盡管混頻器的使用使超外差接收機的性能得到改善，但同時混頻器又會給接收機帶來一些干擾。一、概述

1、干擾信號的形成方式有：

A、直接從接收天線進入（特別是混頻前沒有高放時）；

B、由高放非線性產生；

C、由混頻器本身產生；

D、由本振的諧波產生。162

我們把除有用信號以外的所有信號統稱為干擾。2、在實際中判斷能否形成干擾主要看以下兩個條件：

A、是否滿足一定的頻率關系；

B、滿足一定頻率關系的分量的幅度是否較大。3、混頻器干擾的種類：

A、信號與本振的自身組合干擾；

B、外來干擾與本振的組合干擾（副波道干擾、寄生通道干擾）；

C、外來干擾信號互相作用形成互調干擾；

D、外來干擾與信號形成的交叉調制干擾（交調干擾）；

E、阻塞、倒易混頻干擾。163二、信號與本振的自身組合干擾（組合頻率干擾或干擾哨聲）

1、產生的原因：

輸入到混頻器的有用信號與本振信號，由于非線性作用，除了產生有用的中頻外，還產生許多無用的組合頻率分量，如果它們中的有些頻率分量正好接近中頻（或落在中頻通帶內），則這些成分將和有用中頻同時經過中放加到檢波器上。通過檢波器的非線性特性，這些接近中頻的組合頻率與有用中頻差拍檢波，產生差拍信號（可聽音頻），形成干擾哨聲。1642.形成的條件：當取fL-fc=fI時,上式變為：當取fC-fL=fI時,則為：

fc／fI稱為變頻比。可見，不同的變頻比時，存在的干擾點也不同，但嚴重的干擾還是那些p和q都比較小的低階干擾，因為p、q越大其對應分量的幅度也小。

表6―1是fc／fI

與p、q的關系表。當fc

、FI確定后，總會找到對應的整數p、q值，也就是有確定的干擾點165編號1234567891011121314151617181920p01121231234123412312q12334445555666677788fc/fI12132/33/241/21252/53/44/35/21/33/512/71/2表6―1fc／fI與p、q的關系表

例如：調幅廣播收音機的中頻是465kHz，某電臺發射頻率為fc=931kHz，接收機本振頻率為fL=931+465=1396kHz。則干擾為：3階和8階干擾。這時2fC-fL=1862-1396=466,會產生1kHz的干擾捎聲。

可以看出：干擾哨聲是有用信號本身與本振混頻后的組合頻率接近中頻產生的，因此與外來干擾無關，不能靠提高前斷電路的選擇性加以抑制。1663、減少干擾的措施

（1）正確選擇中頻數值，減少干擾點，排除低階干擾。例如一個短波收音機，波段范圍為2~30MHz。選fI=1.5MHz時,變頻比為1.33~20,則干擾點為