作者：Bruce/amplifier1Q2017目錄序I.運算放大器電壓：范圍問題1.運算放大器電壓范圍：輸入和輸出，解決一些困惑問題19.仿真增益帶寬：通用運算放大器模型20.轉換速率：運算放大器速度限制2.軌至軌輸入：您應該知道的事實21.建立時間：建立波形特性分析3.擺動到接近于接地：單電源應用II.失調電壓22.電阻器噪聲：基礎知識回顧以及一個有趣的測驗23.運算放大器噪聲：前向放大器4.失調電壓和開環增益：它們是表親5.失調電壓的SPICE仿真：如何檢查電路對失調電壓的敏感度24.運算放大器噪聲：反饋電阻又如何？25.1/f噪聲：閃爍的燭光6.修整引腳在哪里？有關失調電壓修整引腳的一些背景26.斬波運算放大器：它們是否非常嘈雜？7.“我需要高輸入阻抗！”輸入阻抗與輸入偏置電流27.旁路電容器：是的，需要它們，但為什么呢？8.CMOS和JFET放大器的輸入偏置電流28.未使用的運算放大器：如何處置？9.溫度對輸入偏置電流的影響，以及一個隨機測驗29.保護輸入免受EOS過壓的影響10.輸入偏置電流消除電阻器：您是否確實需要它們？11.雙極運算放大器的內部輸入偏置電流消除30.差分輸入鉗位：它們是否會影響您的運算放大器電路？31.把運算放大器當比較器使用：可以嗎？I12.運算放大器為什么振蕩：兩種常見原因的直觀分析”32.更多內容和鏈接13.“馴服”振蕩的運算放大器14.“馴服”振蕩：容性負載問題15.運算放大器穩定性的SPICE仿真16.輸入電容：共模？差模？咦？17.運算放大器：G=1穩定和解補償18.反相衰減器G=–0.1：它是否不穩定？2德州儀器(TI)序學習模擬似乎是一項艱巨的任務。模擬工程師通常無法自始至終都我的大多數博客文章都包含一些問題和對話。我在每個主題的結尾直線前進：他們沿著荊棘叢生的道路曲折前行。他們零星地獲取一包含了一些鏈接，它們指向原始文章（當發布了評論時）。我想您些見解–從這兒獲取一點，從那兒獲取一點。慢慢地，零星的知將在那里找到一些有價值的課程。此外，該匯編并未涵蓋我的所有識形成一個完整的體系，模糊的概念變得清晰起來。博客。我在結尾處包含了指向其他主題的鏈接。我們永遠都無法享受到跨過最后一道障礙或將最后一塊拼圖拼好的滿足感；這是不可能實現的。比我聰明得多的同事都無法回答我的全部問題…我也無法回答您的全部問題。因此，這一簡短模擬課程的集合也不可能面面俱到。盡管如此，我想您會發現它是有所幫助的。它可能會填補您的知識空缺或激發您的思考。如果您有任何關于我在這里講到的主題的問題，或者任何其他相關的精密放大器問題，我希望您將其提交到TIE2E社區上的精密放大器論壇。為了便于參考，我使用TI的TINA-TI?免費軟件工具創建了該電子書中的大部分圖像，可以從TI的網站下載該工具。本書中涵蓋的每個主題起初都作為文章發布在我的博客“TheSignal”上，您仍可以在TI的E2E?社區上進行訪問。您將發現這些課程簡明扼要、實用且直觀、篇幅適中而容易理解。我需要它是這個樣子的，因為我是個簡單的人，缺乏耐心。Bruce少年時期便已成為一名實驗員和業余的無線電操作員，開始涉足電氣工程領域。他從不懷疑這是他的職業道路。在從愛荷華州立大學獲得學士學位之后，他便前往俄亥俄州開始他的第一份工作，在那里他就早期激光存儲器系統和其他模擬系統組件展開工作。他的下一站是密歇根州的HeathCo.，該公司設計Heathkit。他在那里處理了各種項目，包括電子鐘、擴音器、金屬探測器、導航計算器和高功率立體聲放大器。但處于中堅地位的模擬工作一直在召喚他。Burr-Brown，當時一家領先的模擬集成電路提供商，在亞利桑那州的圖森市為Bruce提供了機會，他可以與真正的模擬專家呆在一起并向他們學習。德州儀器(TI)在2000年收購了Burr-Brown，這掀開了Bruce的模擬職業新篇章，這包括在產品開發、產品定義、應用工程、技術文獻、產品促銷和業務管理方面的職位。當Bruce回顧他的職業經歷時，他通常會說，他最喜歡的活動始終是處理客戶應用問題。“我似乎始終都會將這融入到我當前擔任的職位中來。我尤其喜歡開辦客戶研討會以及制作數據表。如何清楚地說明精密模擬組件的內部工作和應用是個挑戰，”他說。3德州儀器(TI)第I章：運算放大器的電壓范圍問題1.運算放大器電壓范圍：輸入和輸出，圖2顯示了一種所謂的單電源運算放大器。它擁有一個C-M范解決一些困惑問題圍，該范圍可以擴展至負軌，但通常會稍低于負軌。該范圍允許它用于以接近于接地的電壓運行，以實現更寬輸入范圍的電路。因系統設計人員通常會遇到有關電源輸入和輸出電壓范

此，不被稱為“單電源”的運算放大器實際上可用于某些單電源電圍能力的問題。它可能讓人感到疑惑，那么我在這里嘗試解決這

路中，但真正的單電源型運算放大器用途更為廣泛。個問題。首先，常見運算放大器沒有接地端子。標準運算放大器不“知道”接地的位置，因此它也就無從知道其工作電源是一個雙電源(±)還是一個單電源。只要電源輸入和輸出電壓在其工作范圍以內，就不會出問題。下面是需要考慮的關于電壓范圍的三個關鍵問題：1.總電源電壓范圍。這是兩個電源端子之間的總電壓。例如，±15V意味著總電壓范圍為30V。再如，某個運算放大器的工作電壓范圍可能為6V到36V。在低電壓極端條件下，它可能為±3V或者+6V。在高壓極端條件下，它可能為±18V或者+36V，甚至是-6V/+30V。沒錯，如果您留心閱讀下面的第2點和第3點，會發現使用非平衡電源也是可以的。

圖2：典型的單電源運算放大器的輸入和輸出電壓范圍。2.輸入共模電壓范圍（C-M范圍）一般是相對于正負電源電壓而言的，如圖1中所示。使用類似于方程的方法表示時，假定的運算放大器的C-M范圍可以描述為負軌以上2V到正軌以在G=1緩沖器電路中，該運算放大器可生成距離V–軌0.5V（由輸出能力限制）和距離V+軌2.2V（由輸入C-M范圍限

下2.5V。可表示為：(V-)+2V到(V+)–2.5V。制）的輸出擺幅。3.同樣，輸出電壓范圍（或輸出擺幅能力）也是相對于軌電壓指定的。這時，它可以表示為(V-)+1V到(V+)–1.5V。圖3顯示了一個“軌至軌”運算放大器。它工作時，輸入電壓可以等于甚至略微大于兩個電源電壓軌，如圖3中所示。軌至軌輸圖1、2和3顯示了G=1緩沖器配置。重點是：圖1中示例的輸出能力被限定為與負軌相差2V、與正軌相差2.5V，原因是輸入C-M范圍受限。您可能需要以高增益來配置該運算放大器，以實現其最大的輸出電壓范圍。圖1中的示例對雙電源上通常使用的運算放大器而言是很典型的。我們不把它稱作“單電源”，但是它可以通過保持在這些范圍之內作為單電源工作。出意味著，輸出電壓可以擺動到非常接近于軌，通常在距離電源軌10mV到100mV的范圍內。一些運算放大器聲稱只有軌至軌輸出，缺少圖3中所示的輸入特性。軌至軌運算放大器用于單5V電源及更低的電源的情況非常普遍，因為它們可在其有限的電源電壓范圍內最大限度地提高信號電壓輸出能力。圖3：典型的軌至軌運算放大器的輸入和輸出電壓范圍。圖1：雙電源(±)上使用的典型運算放大器的輸入和輸出電壓范圍。

軌至軌運算放大器非常具有吸引力，因為它們放寬了信號電壓限制，但是，它們并非總是最佳選擇。和我們生活中的其他選擇一樣，它與其他性能參數之間存在折衷關系。但是，這同時就是你作為一名模擬設計人員的價值所在。我們的生活充滿了各種復雜的問題和折衷，但我們仍然熱愛它！要查看原始文章及其評論，。4德州儀器(TI)2.軌至軌輸入：您應該知道的事實！N通道FET以接近或稍高于正電源軌的共模電壓運行。附加電路軌至軌非常受歡迎，對于低電源電壓尤其有用。您應該知道如何完成軌至軌輸入，并且了解一些折衷。（未顯示）決定輸出，決定下一級將處理哪個輸入級信號。大多數TI雙輸入級運算放大器被設計為在距離正軌大約1.3V時發生轉換。在該電壓之上，沒有高到足以滿足P通道級要求的柵極電圖4顯示了一個典型的雙輸入軌至軌級，其中包含N通道和P壓，因此信號路徑會被重定向至N通道級。

通道晶體管對。P通道場效應晶體管(FET)通的較低部分來處理信號，以稍低于負軌（或單電源接地）。圖4：一個典型的使用N通道和P通道晶體管對的軌至軌雙管輸入級。P和N輸入級將具有稍微不同的失調電壓。如果共模電壓在該轉該失調電壓變化在大多數應用中都被忽略了，但如果您要求高精換期間發生變動（就像軌至軌G=1運行時那樣），它會導致失度，那么該變化會成為一個問題。它還可能導致在交流電(AC)應調電壓變化。某些運算放大器通過激光或電子調節進行了出廠修用中產生失真。但再強調一次，僅當共模輸入電壓跨越級間的轉換整，以降低輸入級失調電壓。該修整可降低在轉換期間的變化，但時才會發生失真。變化仍然存在。用于控制從P輸入級到N輸入級轉換的電路以正電源為基準，而不是以地為基準。在3.3V電源上，轉換會移至一個尷尬的點–中位電壓。圖5顯示了第二種類型的軌至軌輸入級。內部電荷泵會對為單個P通道輸入級供電的電壓進行提升，使其高于正電源軌大約2V。借助該電壓提升，單輸入級可以在完整的軌至軌輸入電壓范圍（低于底軌到高于頂軌）內無縫執行，不存在轉換干擾。圖5：軌至軌輸入級，具有對為單個P通道FET供電的電壓進行提升的內部電荷泵。5德州儀器(TI)“電荷泵”...對一些設計人員而言，它聽起來有點恐怖。它們噪參數工作條件最小典型最大單位聲很大，對嗎？但TI的最新電荷泵噪聲很小。電荷泵需要非常小值值值的電流，因為它們僅為輸入級供電。沒有額外的引腳或電容器–輸出它們全部是內部的。電荷泵噪聲低于寬帶噪聲級別，您在時域中幾距離兩個軌的電壓輸=乎看不到它。分析光譜響應的應用低于寬帶噪聲級別，不過可能會出擺幅看到一些贗像。=2并非所有應用都需要具有軌至軌輸入的運算放大器。

表1：軌至軌放大器的輸出規格。例如，增益大于單位增益的反相運算放大器電路或放大器通常不需要軌至軌輸入，但仍具有軌至軌輸出。您是否真的需要軌至軌輸入

表1似乎表明，輸出絕不會擺動到距離接地小于15mV，而最后的放大器？許多工程師更愿意使用它們，這樣他們就無需擔心超過共

15mV對于基于零的準確測量至關重要。但等等：您的確需要仔細模范圍。他們在其系統中的各個點使用相同的運算放大器：有些需

理解該規格的所有條件，因為我們假設負載在電源端子之間進行中要軌至軌輸入，其他的不需要。無論您做出怎樣的選擇，利用軌至

途連接。軌類型和折衷的相關知識，您都可以更加明智地進行選擇。如果您有疑問，歡迎在TIE2E?社區向工程師提問。下面是一些運算放大器的示例：您通常可在規格表的頂部看到引用的條件，其中您將看一條如下所示的聲明：RL連接到VS/2。在該指定條件下，放大器必須在輸出接近接地時通過負載電阻器灌?OPA340雙輸入級，失調電壓經過修整，5.5MHz，軌至軌CMOS。入電流。這反應了測試放大器的方式，確保它可以正確地拉取和灌入電流。這是一種明智而保守的測試和指定放大器的方法，但如果?OPA343雙輸入級，失調電壓未經修整，5.5MHz，軌至軌CMOS。?OPA320具有電荷泵功能的輸入級，20MHz，軌至軌CMOS。您連接負載的方式不一樣怎么辦？假設您的負載如圖6中所示接地。負載電阻器實際上可幫助將輸出拉至接地，放大器無需灌入電?OPA322具有電荷泵功能的輸入級，失調電壓未經修整，20MHz，流。軌至軌CMOS。要查看原始文章及其評論，3.擺動到接近于接地：

單電源供電軌至軌放大器可產生極為接近接地的輸出電壓–但有多么接近呢？我現在討論的是互補金屬氧化物半導體(CMOS)當您嘗試最大化輸出電壓擺幅時，經常會在低電壓設計中使用該器件。TI有關這些器件的規格通常如表1中所示。圖6：接地的放大器負載示例。6德州儀器(TI)在該條件下，大多數CMOS運算放大器可以擺動到非常接近于接地具有無功負載的交流電(AC)信號可能是個例外。負載電流和電壓的位置–在一毫伏或兩毫伏以內。規格可能沒有突出該功能，但與無功負載不同相，因此放大器可能必須在輸出電壓接近于接地時圖7中進行了暗示，該圖顯示了作為輸出電流的函數的輸出電壓灌入電流擺幅。該圖或許能夠通過更高的精度實現更佳的效果，但您可以看到，對于該測試，在指定的電壓軌上收斂的輸出電壓為±2.75V。對于單電源運行，V–電源電壓等于0V。現在我需要添加一些條件。請注意，在圖8中，反饋網絡以接地為基準。您需要考慮放大器上的所有負載源，而不僅是RL。在本例中，R1+R2是與RL并聯的以接地為基準的有效附加負載。但是，如果R1以正電壓為基準，那么當輸出接近0V時，放大器必（請參閱CMOS運算放大器，雙極運算放大器無法擺動到如此接近于接地。）電池供電的低電壓電路具有挑戰性，我們似乎總是在努力使電壓擺幅最大化。通過深入了解運算放大器功能，您或許能說出其他接近于接地的輸出擺幅。如果您有任何關于特定放大器或電路配置的問題，請將您的問題提交到TIE2E社區上的須灌入流經反饋網絡的電流。輸出將無法擺動到非常接近于接地。要查看原始文章及其評論，在這同一個電路中，如果增益很高，那么輸入失調電壓可能會影響您的視在輸出擺幅。例如，當G=20時，如果運算放大器的輸入失調電壓為+1mV，那么零輸入將產生20mV的輸出。這不是因為輸出擺幅限制–這是失調電壓問題。當然，小的負輸入電壓會使輸出非常接近于0V，但您的電路可能永遠不會有負輸入電壓。圖7：顯示了作為輸出電流的函數的輸出電壓擺幅。圖8：反饋網絡以接地為基準的單電源運算放大器配置。7德州儀器(TI)第II章：失調電壓4.失調電壓和開環增益：讓我們來做一些具體的計算。如果直流開環增益為100dB，則相當它們是表親于1/10^(100dB/20)=10μV/V。因此，每從中位電壓輸出擺動1伏，輸入電壓必須改變10μV。可把它看作隨直流輸出電壓變化所有人都知道什么是失調電壓，對吧？在圖9a的最簡單的G=1

的失調電壓。輸出擺動9V，變化為90uV。或許，這種變化對于您電路中，輸出電壓的失調電壓。失調電壓建模為與一

的電路來說微不足道，也可能會有影響。個輸入端子串聯的直流(DC)電壓。在單位增益中，G=1時，失調電壓直接傳遞至輸出。在高增益電路（圖9b）中，輸出電壓為1000Vos。對吧？重點是，把有限開環增益看作隨輸出電壓變化而變化的失調電壓，可為估計誤差提供一種直觀的方法。此外，這種誤差的特性可能也很重要。要測試失調電壓和開環增益，請使用特殊的雙放大器環嗯，差不多是這樣，但不完全是。理解這種“不完全是”可幫助您

路。利用它，您可以控制輸出電壓并測量失調電壓。如果您從整個了解您的運算放大器電路中的誤差。輸出范圍來看輸出電壓，這種失調電壓變化情況看起來如圖10中所示。在第一種情況下，輸出電壓非常接近中位電壓（假設雙電源）。這是TI定義和測試失調電壓的輸出電壓。但在第二種情況下，輸出

請注意，最大的失調電壓變化往往出現在輸出極值時，接近正負電壓可能為幾伏（假設失調電壓為幾毫伏）。這要求在運算放大器

軌。運算放大器“全力”產生其最大輸出。在中間部分，增量開環輸入端有較小的額外差分電壓，以形成輸出擺動（根據該特定放大

增益較高，然后在輸出接近軌附近的時候下降。當您規劃電路時，器的開環增益）。會期待發生這種情況。當您將運算放大器推向其擺幅極限時，失調電壓會更劇烈地上升。圖9：輸出失調電壓，其中G=1V/V(a)以及G=1,000V/V(b)。圖10：顯示了作為輸出電壓的函數的失調電壓變化。8德州儀器(TI)并非所有運算放大器制造商都以相同的方式指定AOL。TI的經過開環增益測試，在一個較大的輸出擺動范圍求其平均值，以實現良好的線性運行（圖10中的紅線）。在規格表中，它看起來如表2中所示。當放大器超負荷工作時（形成更大的失調電壓），輸出將擺動到更看起來如表2中所示。當放大器超負荷工作時（形成更大的失調電壓），輸出將擺動到更當放大器超負荷工作時（形成更大的失調電壓），輸出將擺動到更接近軌。有時，輸出擺幅會不同于表2中的條件。例如，表3中開環增益A最典最單工作條件小型大位值值值+V<V+V<VO<-L=–O<-L=2–的輸出擺幅顯示了輸入過大的輸出電壓。我在TI的運算放大器開發組親切地將其稱為“滿貫規格”，意思OL。AOL。是輸入過大，一路沖撞到軌。表2：顯示了具有不同負載和輸出電壓擺幅的開環增益規格。兩種類型的規格都有用，具體取決于您的應用的要求。關鍵是了解并仔細解讀規格。要查看原始文章及其評論，5.失調電壓的SPICE仿真：如何檢查電路對失調電壓的敏感度最小值R=–VLR=2–VL典型值單位失調電壓對電路的影響并不是都很明顯。直流(DC)失調電壓很容表3：具有過大輸入的輸出電壓擺幅示例。易利用以集成電路為重點的仿真程序進行仿真，但是精簡模型僅預測一個單元的失調電壓的影響。器件之間的

在進行仿真之前，這是一個很好的機會來變化是怎樣的呢？但是，當輸入失調電壓為10mV時，您認為輸出電流是多少？經改進的Howland電流源電路（圖11）提供了一個很好的示例。

失調電壓建模為與一個輸入端子串聯的電壓源。因此，在SPICE它到兩個輸入端子的反饋可能會使您感到奇怪，輸入運算放大器的

中，您僅能插入一個與一個輸入串聯的直流源，以降低不斷變化的失調電壓(VOS)對誤差有多大的影響。OPA548是一款強大的具有5A的最大輸出和60V的電源功能。它經常用失調電壓的影響。當V1和V2輸入接地時，理想情況下，您會預期零輸出電流。但失調電壓將提供微小的輸入：VX=0以及VX=于Howland電路。但其10mV最大失調電壓對電路的輸出電流有

10mV情況下的直流仿真。請注意由于VX的變化而導致的輸出電流怎樣的影響呢？變化（圖12）。可能存在其他失調電壓源，因此通過這兩個VX值

產生的輸出電流變化揭示了失調電壓的影響。當然，失調電壓也可能為負。仿真中VX=0的輸出失調電壓來自OPA548精簡模型中包含的失

調電壓(2.56mV)–不會是額外的影響因素。TI的大多數精簡模型具有大約等于典型失調電壓值的失調電壓。在某些電路中，其他輸出失調電壓源可能來自輸入偏置電流和/或輸入失調電流，從而成為總失調電壓的額外影響因素。您預測輸出失調電流是多少？經改進的Howland本質上是一個具有附加電阻器R5的（運算放大器周圍有四個電阻器）。該單位增益差分放大器（相等的電阻器）導致輸入差分電壓(V2-V1)施加在R5上，生成的電流流向負載。不過，失調電圖11：一個示例電路-經改進的Howland電流源。壓會直接施加到同相輸入并放大2倍–就像同相放大器那樣(G=1+R2/R1)。因此，10mV的失調電壓會在R5上產生20mV的電壓，從而產生20mA的輸出電流失調。-10mV的失調電壓會產生-20mA的輸出電流（從負載灌入的電流）。您或許直觀地看到了這一點，或許沒有。無論如何，SPICE能夠加以確認。要查看原始文章及其評論，圖12：經改進的Howland電流源中由于運算放大器失調電壓而產生的輸

出失調電流。9德州儀器(TI)6.修整引腳在哪里？有關失調電壓修整引腳的一請注意，該示例中的修整電路以V+電源為基準。某些運算放大器些背景的修整電路以V-電源端子為基準。在雙電源上，將電位計的弧刷連接至錯誤的軌或者接地肯定會導致問題。一些設計人員嘗試利用2012年，我的同事發表了一篇題為“復雜的有源電路驅動這些引腳。盡管這是可能的，但連接至修整引”的文章。文章中，他討論了TI用于將放大器失調電壓“

腳的以接地為基準的電路可能會導致電源抑制問題。修整”或調整至極低值所使用的各種技術。這讓我想到了失調電壓修整引腳。它們到哪里去了呢？最好僅將修整引腳用于對信號鏈中首個放大器的失調電壓進行清零。一般而言，該級會有一些增益，并且其失調電壓主導整個信號較新沒有了失調電壓修整引腳，而它們曾經存在于幾

鏈的失調電壓。如果用于校正該信號鏈中其他大型失調電壓源，那乎所有的運算放大器上。導致出現這種變化的因素有很多。更好、

么您可能會引入溫度漂移，這是不利的。功耗更低的失調電壓放大器，自動校正系統設計，降低裝配和調節成本的壓力以及小型表面貼裝式封裝–所有這些一起減少了失調修整引腳的使用。但是，我們的許多暢銷運算放大器仍然有修整引腳，而關于如何使用（或不使用）它們的知識和優秀實踐正在逐漸消失。沒有修整引腳時，您可以通過其他方法來修整您的系統中的失調電壓。您可以將電位計或者其他控制信號的可變電壓注入或者加入您的信號鏈的各個點。圖14顯示了一些示例。此處顯示的修整電壓來源于電源。穩壓電源可能是足夠的。電池等非穩壓電源可能不夠恒定或者穩定。這其實很簡單：如果您不使用修整引腳，就讓它們保持開路，不進行任何連接。不要將它們接地。經過改進的現代放大器的失調電壓通常無需修整。但是，有時仍然需要進行某種類型的失調電壓調節。不管是使用修整引腳還是附加圖13顯示了一種常見類型的內部修整電路。修整引腳連接至輸入

電路，您都應掌握相關的技術。級負載電路的抽頭部分。調節電位計，使負載平衡相對于輸入失調電壓偏斜正負幾毫伏。數據表通常推薦一個電位值，但它并不重要。電阻高得多的電位計可導致失調電壓變化接近循環極限。過低的值將縮小調節范圍。在建議值的+100%到50%范圍內的電位值會得到讓人滿意的結果。要查看原始文章及其評論，請圖13：典型的內部電路，其中修整引腳連接至輸入級負載電路。圖14：注入到信號鏈中各個點的失調校正電壓示例。10德州儀器(TI)第III章：輸入偏置電流7.我需要高輸入阻抗！輸入阻抗與輸入偏置電流OPA320互補金屬氧化物半導體(CMOS)運算放大器具有很小的輸在幫助選擇和時，我經常聽到這樣的聲音：“我需要非常高的輸入阻抗”。哦，真是如此嗎？您確定嗎？入偏置電流，這主要來自于其輸入靜電放電(ESD)保護電路的泄漏電流。這些泄漏電流在軌電壓附近達到最大。當要求非常低的輸入偏置電流時，CMOS和JFET輸入放大器通常是理想選擇。沒輸入阻抗（更確切地說是輸入電阻）很少會成為一個重要的問題。錯，輸入電阻也很高，但在選擇放大器時它一般不會是一個重要的

（輸入電容，也即輸入阻抗的電抗部分，則是另外一回事）。通考慮因素。常，我們最需要的是低輸入偏置電流IB。沒錯，它們是相關的，但卻不同。讓我們來解決這個問題。一個簡單的單輸入模型為電流源（輸入偏置電流）和輸入電阻器的輸入偏置電流對精密模擬電路產生不利影響的方式有幾種。流過某個電源電阻或者反饋網絡電阻后，它會為失調電壓貢獻IBRS。渡過某些傳感器和化學電池（例如pH探針）時，它可能會極化該電并聯組合（圖15）。電阻器導致輸入電流隨輸入電壓而變化。輸極，從而產生誤差，甚至造成永久性損壞。輸入偏置電流將對積分

入偏置電流為特定輸入電壓（通常為中位電壓）下的輸入電流。電路的電容器充電，形成一個具有零輸入的斜線輸出。測量輸入電阻測量輸入電阻的方法是一種測量輸入電流隨輸入電壓根據您的電路對輸入偏置電流的敏感度，它可以成為放大器選擇過的變化關系。可能具有一安培的輸入偏置電流，并且仍然具有極高的輸入電阻。程中的決定因素。查看顯示輸入電壓IB變化的典型性能圖，并注意相關的具體電壓范圍。過熱行為對于CMOS和JFET放大器而言可能特別重要，因為其IB通常隨溫度升高而急劇增加。TI通常提供典型的圖，顯示輸入偏置電流與共模電壓的關系。圖16中顯示了幾個示例；您可以看到它不是一條筆直的線。請注要查看該原始文章，

意，OPA211是雙極結型晶體管(BJT)輸入運算放大器，具有，能夠極大地降低輸入偏置電流–但它仍然很高。OPA211的輸入偏置電流和高噪聲電流使得其可能無法用于大于10kΩ的電源電阻，因此其1.3GΩ的輸入電阻很少會成為一個問題。圖15：一個輸入端子的模型是并聯的電流源和輸入電阻器。圖16：輸入偏置電流與共模電壓。11德州儀器(TI)8.CMOS和JFET放大器的輸入偏置電流OPA140等JFET輸入放大器的情況有所不同（圖19）。在這里，由于互補金屬氧化物半導體(CMOS)和結型FET(JFET)輸入具有較低的輸入偏置電流(IB)，因此人們經常選擇使用它們。但是與規格表中簡單的一行說明（您應注意到的細微差別）相比，我們將為您更詳細地介紹它。輸入晶體管的柵極是一個二極管結，它的泄漏電流通常為輸入偏置電流的主導來源。輸入柵極結通常更大，因此泄漏電流也比保護二極管更大。因此，輸入偏置電流更多的時候是單向的。它可能會發生變化，具體取決于放大器。CMOS晶體管的柵極（CMOS運算放大器的工作輸入）具有極低的輸入電流。但是，必須使用附加的電路來保護這些脆弱的柵極不影響，該附加電路是輸入偏置電流的主要來源。該保護通常包含連接到電源軌的內部鉗位二極管。OPA320是一個示例，如圖17a中所示。這些二極管具有大約那么，結論是什么呢？如果在您的電路中極低的輸入偏置電流很重要，那么一定要意識到這一點。仔細查看典型的性能圖，以收集所有可用的信息。如果您使用接近于正軌或負軌的輸入電壓，那么您可能會具有更高的輸入偏置電流。這會導致另一個重點–輸入偏置電流會隨溫度的升高而顯著增大。本文內容適用于大多數常見的通用CMOS和JFET放大器，但是有

幾皮安的微小泄漏電流。當輸入電壓大約達到中位電壓軌時，其泄一些專用放大器是為超低輸入偏置電流而設計的。它們使用具有獨

漏電流匹配的相當好，僅僅會存在小于1pA的殘余差分電流，該電流顯示為放大器輸入偏置電流。當輸入電壓接近電源軌時，兩個二極管泄漏電流之間的關系會發生特引腳的創造性保護電路，以實現3fA范圍內的I件低三個數量級。B–比通用器示例：變化。接近底部軌時，例如，D2的反相電壓接近零，其泄漏電流會減小。D1的泄漏電流起決定作用，從而導致更高的輸入偏置電?LMP77213fA輸入偏置電流CMOS運算放大器。流流出輸入端子。當然，當輸入接近正電源軌時，會發生相反的情況。在中點指定和測試輸入偏置電流，此時泄漏電流幾乎匹配并且?INA116超低輸入偏置電非常低。要查看原始文章及其評論結果是變化的輸入電壓相對應的輸入偏置電流，如圖17b中所示。對于任何給定的單元，都存在一個使輸入偏置電流為零的輸入電壓（假設沒有顯著的封裝或電路布局泄漏）。實際上，利用軌至軌運算放大器，您通常可以對輸入進行自偏置（圖18）；輸出將會漂移至等于零輸入偏置電流點的電壓。這是一個有趣的實驗，但卻并非是一個特別有用的電路。圖17：使用連接到電源軌的內部鉗位二極管保護運算放大器免受ESD和EOS的

影響(a)；輸入偏置電流與輸入電壓(b)。圖18：具有自偏置輸入的軌至軌CMOS運算放大器-不建議！圖19：輸入偏置電流通常是單向的，具體取決于輸入放大器，

如此處顯示的JFET輸入放大器。12德州儀器(TI)9.溫度對輸入偏置電流的影響那么，結論是什么呢？如果在您的FET運算放大器電路中極低的中，我查看了互補金屬氧化物半導體(CMOS)和結型FET(JFET)放大器中輸入偏置電流的來源，發現它來自一個或多個反向偏置P-N結的泄漏電流。我在結尾處給出了一個警示，即這些泄漏電流會隨著溫度升高而顯著增大。PN結的反向偏置泄漏電流有很強的正溫度系數，溫度每升高輸入偏置電流很關鍵，則應認真考慮它隨溫度上升而增加的特性。學習所有規格和典型的性能圖。避免將敏感電路放置在熱源附近。如有必要，自己進行測量。對于非常關鍵的應用，提供了具有超低輸入偏置電流的專用放大器。它們使用具有獨特引腳的創造性保護電路，以在室溫下實現3fA范圍內的I量級。B–比通用器件低三個數10°C，泄漏電流大約增大一倍。這種指數增長使得漏電流快速增加，如圖20中的歸一化圖所示。在125°C，泄漏電流相對室溫示例：?LMP77213fA輸入偏置電流CMOS運算放大器。值增長了約1,000倍。?INA116超低輸入偏置電流儀表放大器。增長率可能隨二極管特性的不同而改變，兩倍的漏電流可能在8°C到11°C的范圍內發生。這種高溫下的泄漏電流增長在某些

要查看原始文章及其評論，電路中可能是重要問題，從而可能是選擇在室溫下具有極低輸入偏置電流的FET或CMOS的好理由。在某些情況下，您采用在高溫下IB也不會如此大幅增加的雙極型輸入(BJT)運算放大器，您可以實現在高溫下較低的IB。隨機測驗：在圖21中的薄膜電容器上，黑色條紋的意義和目的是什么？請參閱獲取該測驗的答案。泄漏電流一般會在較低的溫度下繼續降低，但其他可能的泄漏電流源可能會改變該行為。這些雜散泄漏電流可能具有不同的溫度依賴性。說實話，低于室溫的情況我們知道的較少，因為我們更關注在室溫及室溫以上的較高泄漏。最好不要對遠低于室溫的行為太過自信。在低溫下更可能成為重要問題的，可能產生凝結水，這可能導致泄漏猛增。正如在中討論的，大多數CMOS運算放大器的輸入偏置電流來自兩個連接到電源軌的輸入鉗位二極管的泄漏差異。在完全平衡的世界中，兩個幾乎相同的泄漏之間的殘余差異仍然具有相同的指數溫度變化，只是初始值較低。IB的極性是不確定的；由于二極管特性的微小差異，凈電流可能會在某個溫度下降到零（對數圖顯示了不帶符號的絕對值）。圖21：薄膜電容器-標記條紋的目的是什么？圖20：溫度每升高10°C，PN結的反向偏置泄漏電流大約增大一倍。13德州儀器(TI)10.輸入偏置電流消除電阻器：您是否確實需要它考慮您所使用的運算放大器的失調電壓。例如，如果您的運算放大們？器的失調電壓規格為1mV，那么關心75μV是沒有意義的。因此，在例行為您的電路添加Rb之前，首先將輸入偏置電流產生的誤差您會為了匹配您電路的輸入直流(DC)電阻而添加一

與失調電壓規格進行比較。個電阻器嗎？查看圖22中的電路。我們中的許多人會被指示作為一種“好的做法”添加Rb，從而使其值等于R1和R2的并聯組合。讓我們來看看使用該電阻器的原因并考慮它何時適于使用以及何時不適于使用。跨阻應用通常使用高反饋電阻器值來放大非常小的電流（圖23）。在這里，您可能又會忍不住要添加Rb來平衡兩個輸入端的電阻。但是，這些應用一般使用FET或互補金屬氧化物半導體(CMOS)輸入運算放大器。由于它們的輸入偏置電流非常低，因此失調誤差一般也非常小。Rb產生的熱噪聲以及該高阻抗節點可能引入的外部噪聲可能是不使用Rb的其他原因。輸入偏置電流的誤差最小，為什么要為電路添加潛在的噪聲呢？有時，我們可能顯然需要使用偏置電流消除電阻，而且它也是一種有效的方法。但是，許多電路并不會明顯受益，甚至會出現性能下降的情況。要查看該原始文章圖22：向同相輸入中添加電阻器以匹配電源電阻。Rb的目的是降低輸入偏置電流引起的電壓失調。如果兩個輸入具有相同的輸入偏置電流，那么流過相同電阻的相同電流便會形成大小相等但方向相反的失調電壓。因此，輸入偏置電流不會增加電路的失調電壓。這種基本想法在某些情況下有優點。但在添加Rb之前，您始終認為它是必要的嗎？很多時候，R1和R2的并聯電阻足夠低，而輸入偏置電流也足夠低，這樣在沒有Rb的情況下形成的失調電壓便微不足道。在添加該電阻器以前，請首先計算此誤差。本應用中，我們假設運算放大器的輸入偏置電流為10nA。在不使用Rb的情況下，輸入偏置電流引起的輸入相關失調電壓為：圖23：使用FET運算放大器的高增益跨阻電路不應采用Rb平衡電阻器。B==(1)75μV的輸入失調電壓是否會影響您的電路？很多時候，答案是否定的，那么為什么要添加電阻器呢？14德州儀器(TI)11.雙極性運算放大器的內部輸入偏置電流消除圖26a顯示了具有輸入偏置電流消除功能的低噪聲運算放大器中，我討論了如何在運算放大器的兩個輸入端使用輸入偏置電流消除電阻器來平衡電源電阻。我的結論是，該做法通常是不必要的，甚至可能是有害的。OPA209的輸入偏置電流規格。請注意，輸入偏置電流前面有±符號，表示該電流能夠按任一方向流動，這是您的第一條線索。此外，還要注意，輸入失調電流的規格具有與輸入偏置電流相同的數量級（在該運算放大器上實際上是完全相同的）。這些規格揭示了在前一節末尾，我提到，該做法對于某些運算放大器而言是絕對不該器件具有內部輸入偏置電流消除功能。值得推薦的：具有雙極性輸入晶體管的放大器（具有內部輸入偏置電流消除功能）。其電流源I1和I2為輸入晶體管對提供基極電流（圖24）。這些電流是通過小心地將匹配的基極電流鏡像到運算放大器輸入端子獲取的。圖26b顯示了OPA209的假定規格，假設它不具有偏置電流消除功能。請注意大得多的輸入偏置電流的情況。現在，輸入失調電流比輸入偏置電流小得多，因為兩個輸入偏置電流幾乎是相同的。根據電路和應用，該假定的運算放大器或許能夠通過使用偏置電流消盡管這些電流與輸入晶體管的基極電流精確匹配（誤差通常在幾個除電阻器而獲益，如圖24中所示。百分點以內），但它們并不完美。它們會留下微小的殘余輸入偏置電流，該電流可能為正，也可能為負。兩個輸入端子上的殘余電流可能大相徑庭。它們甚至可能具有相反的極性。匹配電源電阻（如圖25中所示）所帶來的任何可能的好處依賴于近乎匹配的輸入偏置電流。內部輸入偏置電流消除使得該做法是無用的。內部輸入偏置電流消除功能通常存在和中，這些放大器具有來自雙極性結型晶體管(BJT)的輸入–如果沒有該功能，這些放大器可能具有很高的輸入偏置電流，這是很不利的。內部消除使得這些放大器能夠在更大范圍的電路中發揮作用。哪些運算放大器具有輸入偏置電流消除功能？數據表有時不能明顯地指示這一點。不過，輸入偏置電流規格的詳細信息通常會揭示這您是否設計過依賴于已知極性的輸入偏置電流的電路？對于這些消除輸入的器件而言這是明智之舉，對吧？要查看原始文章及其評論，

些效果。圖24：用于實現輸入偏置電流消除的具有內部電流源的BJT。值值值±1±45±07±45±值值值圖25：同相輸入中添加了偏置電流消除電阻器的運算放大器電路。40155=(L+)–B(L-)B圖26：具有輸入偏置電流消除功能的運算放大器(a)以及不具有輸入偏置

電流消除功能的類似運算放大器(b)的規格。15德州儀器(TI)第IV章：穩定性和振蕩12.運算放大器為什么振蕩：兩種常見原因的直觀分析波特圖是一種很好的分析工具，但您可能會覺得它不夠直觀。這里是對經常遇到不穩定和振蕩的純粹定性探討。發生圖27中的完美阻尼響應時，到達反相輸入的反饋信號中沒有延遲。運算放大器通過向最終值接近進行響應，隨著反饋信號接近適當的輸出電壓時，緩慢降低。圖28：發生相移（延遲反饋）的方式通常有兩種：由于電容性負載(a)；

由于反向輸入端子處的電容(b)。通常會遇到兩種情況：RC網絡會不經意的進入電路。第一種情況與電容性負載有關（圖28a）。電阻器是運算放大器的開環輸出電阻。電容器當然是負載電容。第二種情況（圖28b）反饋電阻和運放輸入電容形成了RC網絡。電路板連接也會增加該敏感電路節點處的電容。請注意，這兩個電路具有相同的反饋環路。唯一的差異是獲取輸出的節點。從環路穩定性的角度而言，它們可能會帶來相同的問題。這兩種延遲反饋的原因通常結合在一起發生–兩種原因一起可以使問題加倍。需要對第二種情況進行更多討論：反饋電阻器對于簡單的G=1緩沖器不是必要的，因此更常見的情況是使用反饋電阻器和接地電圖27：反饋路徑中有變化延遲的運算放大器階躍響應。阻器的增益配置（圖29）。這些電阻器的并聯組合可形成RC電路中的有效R。當反饋信號延遲時，會產生問題。在環路中存在延遲的情況下，放大器不會立即檢測到其達到最終值的進度。它會以過快地沖向適當輸出電壓的方式過度反應。請注意反饋延遲情況下的較快初始斜坡速率。反相輸入無法及時收到反饋，當它確實已達到并越過適當的輸出電壓。它會對其標記進行過沖，并需要多次連續的較小極性更正，然后才能最終穩定。如果是小的延遲，您只不過會得到一些過沖和振鈴。如果延遲過大，這些極性更正會無限期地持續–從而產生振蕩。延遲源通常是簡單的低通電阻器/電容器(RC)網絡。是的，它并圖29：反饋網絡的并聯電阻形成RC電路中的R。不是適用于所有頻率的恒定延遲，但0至90度下該網絡的逐漸相移會產生一個一階延時近似值，td=RC。有關反饋放大器的波特圖分析，需要學習的知識還有很多。不過，我們在這里就反饋路徑中的延遲或相移如何影響穩定性所作的簡單直觀的分析足以幫助您分析和解決常見的穩定性問題。要查看原始文章及其評論，德州儀器(TI)13.“馴服”振蕩的運算放大器您可以把反饋網絡比作10倍示波器探針中的補償衰減器（圖32在中，我討論了電路中出現振蕩或者不穩定性的兩個常見原因。這兩種現象的最終原因是反饋路徑中的延遲或相移。）。概念是相同的。探針中的可變電容器允許進行調節，以便使兩個時間常量相等。請注意，該示波器探針的響應從不會表現出不穩定，即使調節不當也是如此。為什么？因為它并不在反饋環路內部。如果受反饋網絡電阻影響的運算放大器輸入電容（加上一些雜散電容）形成的相移或者延遲過大，則簡易前相放大器便會不穩定，或者出現過度過沖和振鈴（圖30）。您或許能夠通過減少該節點的雜散電容來實現一些改進，從而將這種連接的電路板線路面積降至最低。對于給定的運算放大器，輸入電容（差分電容加共模電容）是固定值–您會受到它的束縛。不過，您可以按比例減小反饋網正如可以調節示波器探針中的某個電容器以微調補償一樣，您可能也需要調節Cc的值，如圖31中所示。由于雜散電容存在不確定的影響，因此您可能無法知道電容Cx的準確大小。此外，您可能希望微調電路的響應以達到您的要求，這樣做可能會產生一些過沖，但可以獲得更高的速度和更佳的帶寬。不穩定的另一種常見原因是具有電容性負載的運算放大器。這種情

絡的電阻值，以保持增益不變。降低電阻可將該電容所產生的極點移至更高頻率并減小延遲時間常量。本例中，我們將電阻減小至5kΩ和10kΩ，獲得了明顯改善，但仍然產生了約10%過沖，并出現了振鈴。另外，它還給運算放大器帶來額外的負載，因此您不能過分依賴該解決方法。兩個況又在環路中產生了相移（延遲反饋），這正是問題的根源。這一次的情況很復雜，因為開環輸出電阻在運算放大器內部。您無法穿過該電阻器連接一個補償電容器。實際上，它并非為一個真正的電阻器，它是運算放大器電路的一個“等效”輸出電阻。考慮您的上一個振蕩運算放大器。您能解釋延遲反饋的相關問題

電阻器之和為運算放大器的負載，因此您可能不希望它太低。嗎？更好的解決方案可能是一個電容器Cc與R2并聯（圖31）。當要查看原始文章及其評論。R1×Cx=R2×Cc時，分壓器獲得補償，并且所有頻率的阻抗比都是恒定的。反饋網絡中不會出現相移或延遲。圖30：過度的輸出過沖和振鈴表明可能不穩定。圖31：電容器Cc與R2并聯可避免反饋信號路徑中出現相移。圖32：反饋網絡很像10倍示波器探針中的補償衰減器。17德州儀器(TI)14.“馴服”振蕩：容性負載問題減速的一種好辦法是，將運算放大器置于更高的增益中。更高的增我一直在關注的穩定性，并在思考反饋路徑中的相移（或將其稱作延遲）為什么會引發問題。從和知，電容性負載穩定性是一個棘手的問題。益可降低閉環放大器的帶寬。圖34顯示了驅動相同的1nF負載但增益為10的OPA320。對小步長的響應性會得到極大提高，但仍然微不足道。將增益增加到25或更大，看起來會非常好。“麻煩制造者”運算放大器開環輸出電阻(Ro)，實際并非運算放大器內部的一個電阻器。它是一個依賴于運算放大器內部電路的等效電阻。如果不改變運算放大器，就不可能改變它。CL為負載電容。如果您想驅動某個CL，您就會受困于Ro和CL形成的極點。G=1時，20MHz運算放大器的反饋環路內部1.8MHz極點便會但出現了另一個問題。圖35增益仍然為10，但增加了Cc，從而適當地更進一步降低了速度。Cc過小時，響應看起來更像圖34。Cc過大時，可能會出現問題，看起來更像圖33。恰到好處地進行補償可解決“靠近速率”問題–波特圖分析。在解決這些問題時，可以借助于您的直覺，但是如果您想要提高補償操作的能力水平，那么就需要向波特先生請教了。

帶來問題。在圖33中一探究竟。在提煉運算放大器穩定性

該問題的解決方案有一個共同的主題–降低放大器的速度。想想看：環路具有定量延遲，來自Ro和CL。為了適應這種延遲，放大器必須更慢地響應，這樣它才不至于快速越過，從而過沖所需的最終值。和波特圖分析精髓方面干得非常出色。要查看原始文章及其評論，圖33：G=1時20MHz運算放大器的反饋環路內部的1.8MHz極點（左側）

可能會導致不利的小信號階躍響應（右側）。圖34：使用具有更高增益10的運算放大器可降低閉環放大器的帶寬；不過，改

進是微不足道的。圖35：使用相同的配置，添加與反饋電阻器并聯的12pFCc可產生理

想的響應。18德州儀器(TI)15.運算放大器穩定性的SPICE仿真請注意，施加的階躍振幅為1mV（在輸出端生成4mV的階躍）。以集成電路為重點的仿真程序(SPICE)是一種檢查電路潛在穩定性問題的有用工具。這里介紹一種實現它的簡單方法。您需要小信號階躍響應。可導致轉換的較大輸入階躍將具有較少的過沖，不會清晰地揭示潛在的不穩定性。圖36顯示了使用OPA211的同相放大器（具有一些在許多應用中常見的微小變動）。R3-C1是一個輸入濾波器。R4是輸出電阻器，當連接到外部世界時，可以防止濫用。CL用于模擬一根五英尺長的電纜。仿真顯示在運算放大器的輸出端具有約27%的過沖–該過沖對您而言太大，您在任何情況下都不會認為該電路是穩定的（圖38）。假設是一個二階穩定系統，該過沖指示大約38度的相位裕度。還請注意，頻率響應顯示了相當大的振幅峰值，這是潛在不穩定性的另一個跡象。峰值發生在14MHz–它是時域中振鈴周期的倒數。關于合理穩定性的普遍接受的準則是45度（或更高）的相位裕度，這相當于20%（或更少）的過沖（圖39）。圖36：具有對許多應用都很常見的微小變動的同相放大器。檢查對小信號階躍函數或方波的響應是尋找可能的穩定性問題的超快捷且超簡單的方法。圖37顯示了仿真電路。請注意，輸入端子是接地的，輸入測試信號直接連接到同相輸入。輸入濾波器會減慢階躍函數的輸入沿。如果您想知道鐘是怎樣響起的，那么應該用鐵

錘敲擊它，而不應該用橡皮錘敲擊它。圖39：20%的過沖表明大約45o的相補角對于大多數電路而言，通常被視在的輸出端探測響應，而不僅在電路的VOUT節點處探測。R4和CL對輸出響應進行過濾，這樣VOUT就不會顯示真正的運算放大器過沖。要檢查穩定性，您需要知道運算放大器正在做為是安全的。可以通過SPICE進行更深入的分析–通過斷開環路、找到相補角和增益裕量進行波特圖分析。但對于大多數相對簡單的電路（涉什么。及一個運算放大器的反饋環路）而言，通過該方法可以很好地指示可能的問題。當然，任何SPICE仿真都依賴于運算放大器精簡模型的精度。我們的優秀SPICE模型非常出色，但并不完美。此外，電路的差異性、非理想的組件、電路板布局寄生效應、糟糕的電源旁路–這一切都可能影響電路。這就是您構建它、測試它、將其與仿真進行比較并進行優化的原因。SPICE是一種有用的工具，很有價值，但并不完美。已故的模擬大對SPICE持懷疑態度。閱讀該博客，了解他的觀點：要查看原始文圖37：一個仿真電路，其輸入端子是接地的，輸入測試信號直接連接到同章及其評論，

相輸入。圖38：具有27%過沖的運算放大器電路可能略顯不穩定。19德州儀器(TI)16.輸入電容：共模？在需要考慮穩定性問題的高頻率下，運算放大器具有微小的開環增差模？咦？益，兩個輸入之間存在較高的交流電壓。這導致差模電容與反相共模電容結合在一起，從而改變反饋信號的相位。因此，添加兩個連的輸入電容規格經常使人困惑或被忽略。讓我們來弄清接到反相輸入的電容。包含雜散線路電容的估算值（可能約2pF）楚如何更好地利用這些規格。。該總電容受反饋網絡并聯阻抗(R1//R2)的影響，形成一個極點（圖41）。反相輸入端的輸入電容可能會影響運算放大器的穩定性，原因是它會導致相移–到達反相輸入端的反饋的延遲。反饋網絡受輸入電

準則：該極點的頻率應該比放大器的閉環帶寬高兩倍。頻率為閉環容的影響，形成一個不必要的極點。調節與輸入電容相關的反饋網

帶寬兩倍的極點會將電路的相補角減小27°。這對于大多數閉環絡阻抗是確保穩定的放大器電路的一個重要步驟。但哪種電容是關

增益為二或更高的電路而言是很好的。具有嚴格穩定要求或電容性鍵的呢–差模？共模？兩者都是？負載的應用可能要求更高的裕量。降低反饋網絡阻抗或考慮通常可以在輸入阻抗規格中找到運算放大器的輸入電容，該規格中顯示差模和共模電容（表4）。現今的通常具有更寬的帶寬，從5MHz到20MHz最值小值—6——2—甚至更高。對1MHz運算放大器或許可行的反饋網絡電阻現在可以會帶來問題–這是在檢查您的設計穩定性時比較費勁的一個原因。真在檢查對輸入電容和反饋阻抗的敏感度時很有用，好的運算放大器精簡模型能夠準確地對輸入電容進行建模。具有1mV輸入階躍的不應導致過度過沖和振鈴。但是請記住：現實往往超出理論指導和仿真。該類型的電路可能需要對最終電路布局進行微調。表4：顯示差模和共模電容的輸入阻抗規格。要查看原始文章及其評論，。輸入電容建模為每個輸入到接地的共模電容，差模電容建模為輸入之間的電容；請參閱圖40。盡管具有雙電源的運算放大器上沒有接地連接，但可以將共模電容視為連接到V–電源端子，即與接地等效的交流(AC)功能。圖40：輸入電容建模為每個輸入到接地的共模電容，差模電容建模為輸入

之間的電容。圖41：由于輸入電容和反饋網絡生成的極點計算。20德州儀器(TI)17.=1欠補償運算放大器好像有一些神秘，使得一些用戶不能確定它們的單位增益穩定在常見的G=+1配置時是穩定的，它將輸出信號完全返回到反相輸入。盡管將其稱為穩定性的“極糟糕情況”是不正確的，但您可以合理地將其稱為很常見的糟糕情況。電路是否穩定。圖43a顯示了一個常見的錯誤。盡管該運算放大器以-10的信號增益進行連接，但反饋電容器在高頻率下使響應逐漸降低。在需要考慮穩定性問題的高頻率下–單位增益，該電容可以是一個虛擬短路。對于平坦增益，可以使用較小的反饋電容欠補償運算放大器具有較小的補償電容器，可產生更寬的增益帶器來，但但較大的電容器，會使響應逐漸降低；這肯

寬(GBW)和更快的轉換速率。更高的速度通常要求更高的功率，定會帶來問題。同一個基礎運算放大器可能在以相同的電流運行時速度快很多。但它們不是單位增益穩定的–它們必須用于遠大于單位增益的中。同樣地，圖43b中的多反饋濾波器會帶來問題，無論濾波器的低頻增益是多少都是如此。積分器（圖43c）是另一個不適用于欠補償運算放大器的應用。圖42顯示了理想化單位增益穩定運算放大器和欠補償運算放大器對的增益與頻率圖的關鍵部分。欠補償版本具有五倍的GBW–10MHz對比2MHz。轉換速率獲得相同的提升。請注意，單位增益穩定運算放大器的單位增益帶寬稍低于其GBW，這是常見的現象。欠補償放大器的單位增益帶寬是其GBW的一半。您不能使該運算放大器的噪聲增益接近單位增益帶寬，因為在3MHz的第二個極點會極大地影響這個區域的增益/相位行為。相補角會相當小或者不TI改進了其運算放大器設計。我們現在更加智能，我們擁有好得多的集成電路(IC)工藝。現在可以使曾經需要幾毫安電流的放大器僅需要幾百微安即可正常運行。所以，有時現代的單位增益穩定運算放大器可能非常接近于甚至勝過較早的欠補償放大器的速度/功率。不過，對于要求嚴苛的應用，欠補償運算放大器可能仍是理想解決方案。讓我說明一點，我并沒有試圖竭力主張您選擇欠補償運算放大器，

存在。而不選擇單位增益穩定運算放大器。每一種放大器都有其優點，您應該根據您的設計進行選擇。無論您怎樣選擇，您都應清除地了解兩者之間的差異和存在的問題。如果您不確定，可以在TIE2E社區的中獲取幫助。這里是一些解補償運算放大器和單位增益穩定運算放大器對示例：?OPA228（OPA227單位增益穩定版本）精密、低噪聲、雙極結型晶體管(BJT)運算放大器。?OPA637（OPA627單位增益穩定版本）精密、高速、結型FET(JFET)運算放大器。?OPA345（OPA344單位增益穩定版本）軌至軌、CMOS運算放大器。?LMP7717（LMP7715單位增益穩定版本）88MHz、CMOS運算放大器。要查看原始文章及其評論，。圖42：理想化單位增益穩定運算放大器和欠補償運算放大器對的開環增益

與頻率圖。圖43：使用具有反饋電容器的欠補償運算放大器在高頻率下使響應逐漸降低可導致不穩定(a)；多反

饋濾波器遇到與濾波器頻率增益無關的問題(b)；積分器也不適用于欠補償運算放大器(c)。21德州儀器(TI)18.反相衰減器G=–0.1：考慮與有多少輸出信號反饋到反相輸入相關的運算放大器穩定性。它是否不穩定？穩定性專家將該反饋因子稱為beta(β)。在單位增益中，所有輸入電壓都返回到反相輸入中，因此β為一。圖45中的示例與幾單位增益穩定在增益為一或更高時是穩定的，而不是小

乎所有反饋到反相輸入的輸出信號在本質上是相同的。于一，對吧？怎么辦（圖44）？圖46a顯示了反相放大器，圖46b顯示了同相放大器。這些電路是相同的；輸入信號施加到不同的節點。兩個電路將相同量的輸出信號返回到反相輸入，因此其穩定性行為是相同的。β是相同的。運算放大器專家還使用術語“噪聲增益”–之所以這么命名，是因為運算放大器的電壓噪聲按照該因數放大到輸出中。這是另一種量化反饋的方式。易于振蕩或不穩定的運算放大器電路是由其內部放大并反饋到反相輸入的噪聲引起的。反相放大器（圖46a）具有相同的噪聲增益β，因此具有與其同相表親相同的穩定性行為，即使輸入信號增益不同也是如此。圖44：反相衰減器示例。是否存在噪聲增益小于一的電路？β是否總是大于一？當增益包含在反饋環路中時，會產生小于一的噪聲增益和大于一的β。較好的，這里有個簡潔的答案：反向衰減器是穩定的！您想知道其中的原因，對吧？可以通過幾種方法來考慮該問題，快速看一下或許能夠弄清一般的穩定性問題。大反饋環路（如控制系統）中的多個放大器可能會遇到該問題。當晶體管（共發射極或共源極配置）包含在運算放大器的反饋環路內部時也會發生該情況。這些電路可能具有復雜的穩定性問題。考慮下面的問題：如果G=–0.1是不穩定的，那么更低的增益應該會更加糟糕，對吧？讓我們畫一個電路：一個具有1Ω反饋電阻器的單位增益放大器，如圖45中所示。然后考慮形成輸入電阻器R1=10GΩ的可能電路板泄漏。這是一個以極低的反相增益放大的雜散“輸入信號”。它是否不穩定？當然是穩定的！它僅是幾乎沒有輸入的單位增益緩沖器。穩定。當然，對于反相衰減器的振蕩或不穩定，存在其他可能的原因。電容性負載、過高的電阻器值或可能會導致不穩定–但這些與基本反相衰減器配置是不相關的。對反相衰減器的“危險”誤解一直存在著。放松。在或您喜愛的SPICE程序中，以對其進行確認。如果您有疑問或問題，請在TIE2E社區的中咨詢專家。要查看原始文章及其評論，。圖45：具有1Ω反饋電阻器的單位增益放大器電路是穩定的。圖46：這兩個電路，即反相放大器(a)和同相放大器(b)具有相同的反饋

因子和穩定性問題，但輸入信號施加到不同的節點。22德州儀器(TI)第V章：動態行為19.仿真增益帶寬：通用運算放大器模型請注意，該簡單模型還包含第二個極點（有些人將其稱為讓人討厭的極點）。在某些情況下，您可能需要使該第二個極點具有很高的頻率，如10GHz。這將為任何合理的GBW生成理想的90度相補角。在本示例中，我將第二個極點設置在100MHz，這等于我進行仿真的最高GBW。您可以看到該第二個極點的100MHzGBW響應效您可以使用以集成電路為重點的仿真程序(SPICE)中的通用運算果，導致開環響應在100MHz處向下彎曲。它導致單位增益帶寬達

放大器模型來檢查您的電路對GBW的靈敏度。大多數基于SPICE到大約78MHz，類似于您在具有該GBW的真實運算放大器中看到

的電路仿真器具有您可以輕松修改的簡單運算放大器模型。圖47的情況。單位增益帶寬和真實運算放大器的GBW不必是相同的數

顯示了中的一個模型。字。對于有源濾波器設計，很難判斷GBW需求，它們是使用該技術的很好例子。（用于設計圖49中的切比雪夫濾波器）提供了GBW建議，但其準則可能比某些情況中所需的準則要嚴格。對于該設計，它建議使用100MHz或更高的GBW以實現近乎理想的濾波器設計特征。我使用圖48中所示的三種GBW對設計進行了仿真：5MHz、10MHz和100MHz。對于這些結果，您可能會決定低于100MHz的GBW是令人滿意的。對于最終仿真，您應該使用適用于您選擇的運算放大器的精簡模型。圖47：使用TINA-TI軟件在SPICE中創建通用運算放大器模型，以

檢查電路對GBW的敏感度。首先，將其直流電(DC)開環增益設置為1M(120dB)。然后，主極點頻率（以赫茲為單位輸入）將以兆赫茲為單位創建放大器的GBW。在本示例中，10Hz主極點生成一個10MHz的GBW。圖47顯示了三個不同GBW的開環響應：5MHz、10MHz和100MHz。圖49：在WEBENCH濾波器設計器軟件中設計的切比雪夫濾波器，但GBW

可能比必需的更加嚴格。我在TINA-TI軟件中使用了參數階躍函數，從而改變主極點，以改變GBW。其他仿真器具有類似的功能。當然，您也可以手動更改參數。無論是哪種方式，改變通用運算放大器模型的GBW都將使您洞察它對您的電路的影響。要查看原始文章及其評論，。圖48：具有5MHz、10MHz和100MHzGBW的開環響應。23德州儀器(TI)20.：的轉換行為通常會被誤解。這是一個內容豐富的主題，那么讓我們來討論一下。運算放大器電路的輸入電路通常在輸入之間具有很低的電壓–理想情況下為零，對吧？但輸入信號的突然變化會暫時使反饋環路處于不平衡狀態，從而在運算放大器輸入之間產生差分誤差電壓。這會導致輸出迅速運行以更正誤差。誤差越大，它的速度就越快；也就是，一直到差分輸入電壓足夠大，可以驅動運算放大器進行轉換。如果輸入階躍足夠大，那么加速器會卡在底部。更多的輸入不會使輸出更快地移動。（圖50通過一個簡單的運算放大器電路揭示了其中的原因。）在閉環電路具有恒定輸入電壓的情況下，運算放大器輸入之間的電壓為零。輸入級得到平衡，電流IS1在兩個輸入晶體管之間平均分配。在使用階躍函數的情況下，如果該電路具有圖51：顯示了精確復制（頂部）以及開始轉換（底部）的正弦波。大于350mV的輸入電壓變化，那么所有IS1電流都將流向輸入晶體管對的一端。該電流將對Miller補償電容器C1進行充電（或放電）。輸出轉換速率(SR)是IS1對C1進行充電的速率，等于IS1/C1。轉換運算放大器并沒有內在的問題–加速不會導致損壞或罰款。但為了避免正弦波嚴重失真，您應該限制信號頻率和/或輸出振幅，以便最大斜率不會超過放大器的轉換速率。圖51顯示正弦波的最大斜率與VP和頻率成比例。在低于所需轉換速率20%的情況下，輸出會失真到接近三角形。具有很快邊沿的大信號方波會在上升沿和下降沿傾斜，具體取決于放大器的轉換速率。當放大器達到其小信號范圍時，上升沿或下降沿的最后部分將進行舍入，如圖51中所示。在同相電路中，需要最低350mV的階躍使該運算放大器進行轉換，無論增益如何都是如此。圖51顯示了增益為1、2和4時1V輸入階躍的轉換行為。轉換速率對于每種增益是相同的（圖52）。當G=1時，輸出波形轉換為最終350mV下的小信號行為。當G=2和G=4時，小信號部分會成比例變大，因為反饋到反相輸入的誤差信號會由反饋網絡進行衰減。如果以大于50的增益進

圖50：輸入信號的較大變化將導致輸出轉換情況。行連接，該放大器將不會進行轉換，因為350mV階躍會使輸出過載。當然，存在一些變化。具有轉換增強功能的運算放大器添加了用于

通常以伏特/微秒為單位指定轉換速率，因為早期的檢測該過載情況并使用其他電流源更快地為C1充電的電路–但

具有1V/μs范圍的轉換速率。具有1,000-它們仍具有有限的轉換速率。正負轉換速率可能不會完全匹配。在

V/μs的范圍，但您很少能看到它寫作1kV/μs或1V/ns。同樣該簡單的電路中，它們接近于相等，但這可能會隨不同的運算放大

地，可能被指定為0.02V/μs，但很少被指器而發生變化。轉換輸入級所需的電壓（該設計為350mV）在大約

定為20V/ms或20mV/μs。有些事情沒有很好的理由；我們只是100mV至1V或更高的范圍內變化，具體取決于運算放大器。

這樣做而已。盡管輸出將進行轉換，但它無法對輸入中的增量變化進行響應。輸

要查看原始文章及其評論，入級過載，輸出變化率達到最大。但是，一旦輸出電壓接近其最終值，運算放大器輸入上的誤差電壓會重新進入線性范圍。然后變化率逐漸減低，以平穩地達到最終值。圖52：對于任何閉環增益，轉換速率是相同

的，但隨著增益和輸出電壓幅度的提高，轉換壓

擺率開始逐漸體現出來。24信號德州儀器(TI)21.：圖55顯示了G=1小信號響應的擴展視圖。請注意，最終峰值穩定時間是響應輸出電壓階躍，然后進入并保持在指定的最終值誤差范圍內所需的時間。它在驅動(ADC)的應用中很重要，可以對快速變化的輸入進行數字化。但讓我們關注到最終穩定值的穩定過程看起來需要兩個完整的上/下周期。擺動繼續進行，越來越小–超過該圖的分辨率。還需要額外的一兩個周期，以便穩定到高精度。當您使該最終穩定行為可視化時，您可能會發現最終過沖/下沖的

于穩定波形的特性，而非停留在定義之上。時間刻度有所壓縮，就像該振鈴效應本身的頻率隨著每個峰值在向上漂移。但每個穩定周期需要相同的時間。過度的振鈴可能會使成本變高，這是驅使我們去選擇一個性能良好滿足要求的運算放大器的好理由。真正的到高精度（16位或更高）的穩定時間通常受其他因素的影響。更精妙的相位補償技術和熱效應所產生的行為會增加穩定時間。ADC的輸入開關產生的擾動也可能會干擾放大器。對這一切進行優化可能比較棘手。同樣的，可視化起作用的主要影響：轉換速率以及二階系統響應，也非常重要。要查看原始文章及其評論，圖53：隨著閉環增益的增加，帶寬會降低并且響應會變慢。在中，我展示了運算放大器如何從轉換斜坡轉換到波形的小信號穩定部分；請參閱圖53。當增益增加時，您可以看到運算放大器的轉換斜坡會更慢地接近最終值。這是由更高增益下的更低閉環帶寬導致的。該示例運算放大器經過調優，在G=1時具有幾乎90度的相位裕度。請注意，不存在過沖，即使在單位增益下也是如此。其近乎完美的一階響應用作比較的基準，但您不可能找到G=1時具有如此大的相位裕度的運算放大器。圖54中的響應更加實際（可能有點不盡如人意）。這些波形是由同一個運算放大器（但具有大約35度的相補角，G=1）產生的。（理想的運算放大器的響應也被給出，以便進行比較。）G=1時其小信號過沖大約為32%。在顯示的1V階躍情況下，過沖看起來較少，因為僅響應的小信號部分會產生該過沖行為。更大的輸入階躍會具有相同數量級的過沖，但看起來會成比例地減小。這就是您應該始終的原因。圖55：G=1小信號的擴展視圖，顯示了振鈴的周期是恒定的。圖54：由同一個運算放大器（但具有大約35°的相位裕度，G=1）

產生的波形。25德州儀器(TI)第VI章–噪聲22.電阻器噪聲：基礎知識回顧以及一個有趣的測您可能會馬上想到用具有對數頻率軸的圖像去描述頻譜圖—也就是驗波特圖。請注意，波特圖的右側比左側具有更高赫茲的帶寬。考慮總噪聲，波特圖的右側可能比左側重要得多。放大器電路的噪聲性能受到電阻器約翰遜噪聲的極大影響：電源電阻和反饋電阻器。幾乎每個人似乎都知道電阻器具有噪聲，但可能并不了解一些細節。以下是一個簡短的回顧，以便為更深入地討論放大器噪聲做好準備。電阻器噪聲也服從高斯分布，高斯分布是描述其振幅分布的概率密度函數。它之所以服從高斯分布，是因為它是由大量小的隨機事件產生的。解釋了該噪聲是如何形成高斯分布的。交流(AC)噪聲的均方根(RMS)電壓等于±1σ的振幅分布（圖58電阻器的戴維寧噪聲模型由與噪聲電壓串聯的無噪聲電阻器構成；

）。對于1VRMS噪聲，瞬時電壓在±1V范圍內的概率為68%請參閱圖56。(±1-σ)。一種常見的誤解是將白噪聲與高斯分布關聯或等同起來，但它們是不相關的。例如，濾波電阻器噪聲不是白噪聲，但仍然服從高斯分布。二進制噪聲肯定不服從高斯分布，但它可能是白噪聲。電阻器噪聲是白噪聲并且服從高斯分布。圖58：處于±3倍范圍之外的高斯噪聲尖峰極少。純粹主義者會大聲斥責高斯噪聲沒有定義的峰間值–他們說它是無限的。確實，高斯分布的兩側是無限伸展的，因此理論上來說，

圖56：電阻器的戴維寧噪聲模型是與噪聲電壓串聯的無噪聲電阻器。任何電壓取值確實都是有可能的。然而，在實際中噪聲尖峰超過RMS值±3倍的可能性非常小。許多人用大約RMS的六倍來表示噪聲電壓與電阻、帶寬和溫度（開爾文）的平方根成比例。TI通峰峰值。通過使用RMS的八倍值可以使您在添加一個較大的額外保常會量化其1Hz帶寬內的噪聲，也就是其頻譜密度。電阻的理論護頻帶的同時免受極大程度的更改該值的風險。噪聲是“白噪聲”，這意味著噪聲在頻率上均勻分布。它在每個等考慮以下有趣的現象：兩個串聯電阻器的噪聲電壓隨機求和，其結帶寬的頻帶內具有相等的噪聲。果與這兩個電阻器值之和的噪聲相同。類似地，并聯的電阻器噪聲每1Hz頻帶內的噪聲總和等于每個噪聲的平方和再開方。我們通之和等于其并聯電阻產生的噪聲。如果不是這樣，那么就會出問常將伏/平方根赫茲作為頻譜密度。對于1Hz帶寬，這個數值就等題：考慮將一個物理電阻器平分成兩份，然后將其串聯或并聯。但于噪聲大小。對于白噪聲，頻譜密度與帶寬的平方根相乘，可以計一切都正常。算出每1Hz頻帶的隨機貢獻之和。要測量和量化總噪聲，