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第10章

數字信號的載波傳輸

2內容

概述

10.1二進制數字調制10.2數字信號的最佳接收10.3二進制數字調制的誤比特率10.4多進制數字調制10.5恒包絡調制3

概述 調制作用：

使數字基帶信號能夠在信道中傳輸，要求信道應具有低通形式的傳輸特性，然而實際信道中，大多數信道具有帶通傳輸特性，數字基帶信號不能直接在這種帶通傳輸特性的信道中傳輸，因此必須用數字基帶信號對載波進行調制。

圖數字調制系統的基本結構

調制方法：

幅度鍵控、頻率鍵控和相位鍵控。4

10.1二進制數字調制

定義：調制信號為二進制數字信號時，這種調制稱為二進制數字調制。 10.1.1

二進制幅度鍵控(2ASK)10.1.2

二進制頻移鍵控(2FSK)10.1.3

二進制相移鍵控(2PSK)10.1.4

二進制差分相移鍵控(2DPSK)

5

10.1.1

二進制幅度鍵控幅度鍵控:

載波幅度是隨著調制信號而變化。最簡單的形式是載波在二進制調制信號1或0的控制下通或斷——通斷鍵控（OOK）。時域表達式

——載波幅度

——載波頻率

——二進制數字

flash演示6典型波形如下調制信號可以是具有一定波形的二進制序列，即

7Ts——信號間隔G(t)——調制信號的時間波形二進制幅度鍵控信號的時域表達式

功率譜密度

8說明：已調信號的頻譜是基帶信號頻譜向fc和-fc兩邊平移。頻譜寬度是基帶的二倍。9

調制器有兩種方法：(a)模擬法（b）數字法。圖二進制振幅鍵控信號調制器原理框圖10

解調器(1)解調器如同模擬信號雙邊帶時一樣，也可以由包絡檢波和相干解調。圖2ASK包絡檢波解調器11對于數字信號解調來說，必須采用抽樣判決，這一部分也稱為再生，這是數字通信必不可少的。它能消除噪聲積累。圖2ASK相干解調器

解調器(2)12

10.1.2

二進制頻移鍵控正弦載波的頻率隨二進制基帶信號在f1和f2兩個頻率點間變化，則產生二進制移頻鍵控信號（2FSK信號）。例1——f1,0——f2時域表達式：13由上式可以看出，二進制頻移鍵控信號可以看成兩個不同載頻的幅度調制信號之和，因此flash演示14調制器二進制移頻鍵控信號的產生，可以采用模擬調頻電路來實現，也可以采用數字鍵控的方法來實現。數字鍵控法實現二進制移頻鍵控信號的原理圖如下所示：15圖10－92FSK解調器原理圖

(a)非相干解調;(b)相干解調解調器16

10.1.3

二進制相移鍵控

（2PSK或BPSK）在二進制數字調制中，當正弦載波的相位隨二進制數字基帶信號離散變化時，則產生二進制移相鍵控(2PSK)信號。時域表達式：一般用

如果g(t)為矩形脈沖，則

來表示1或017說明：

2PSK實際上等同于一個抑制載波的雙邊帶調幅信號，因此不存在直流分量。波形:圖7–11二進制移相鍵控信號的時間波形18

2PSK調制

2PSK的調制原理圖如圖10-12所示。其中圖(a)是采用模擬調制的方法產生2PSK信號，圖(b)是采用數字鍵控的方法產生2PSK信號。圖10-122PSK信號的調制原理圖19

平方環VCO輸出為相乘器輸出低通濾波后

20

Costas環Costas

環與平方環有相同的鑒相特性。21平方環和Costas環的鑒相特性表明：恢復載波可能存在二種相位。這種相位不確定性稱為相位含糊（模糊度）。由于存在載波相位含糊，可能會引起解碼錯誤，這就需要采用差分編譯碼。22與2PSK的區別：

2PSK信號中，相位變化是以未調載波的相位作為參考基準，即利用絕對數值來傳送的數字信息，因而又稱絕對調相；而2DPSK是利用前后碼字的相對相位變化傳送數字信息。這種方法稱為相對調相。Why要提出2DPSK?

由于相干載波恢復中載波相位的180°相位模糊，導致解調出的二進制基帶信號出現反向現象，從而難以實際應用。為了解決2PSK信號解調過程的反向工作問題，提出了二進制差分相位鍵控(2DPSK)。10.1.4二進制差分相移鍵控（2DPSK）23

2DPSK調制flash演示24圖10-162DPSK信號調制過程波形圖akbk載波2PSK2DPSK25二相差分編碼編碼譯碼26(1)(2)根據模二和運算法則

2710.2.1

匹配濾波器

匹配濾波器準則分析 特殊情況 二進制數字接收機10.2.2

最小錯誤概率最佳接收機

二元系統

M個發送信號

最大似然準則接收機

10.2數字信號的最佳接收條件:

高斯白噪聲線性信道上匹配濾波器。最佳準則：最大輸出新噪比和最小差錯概率。28

10.2.1

匹配濾波器為零均值高斯白噪聲，其雙邊帶譜密度為輸出信號為29沖激響應 是經后的響應，服從高斯分布，均值為零，方差為在時刻對抽樣，則得到

30滿足奈氏第一準則，則 為抽樣點的噪聲變量

如31當為雙極性二進制碼(即取＋1或－1)時， 可以求出抽樣點的信噪比為根據施瓦茲不等式，當

SNR為最大，即

32匹配準則:收發濾波器復共軛。33特殊情況 要使輸出信噪比最大，必須讓傳遞函數與信號頻譜的復共軛成正比，即

，K為常數。 這時匹配濾波器的沖激響應為 對于一般信號都是實信號，34這說明匹配濾波器的沖激響應是輸入信號S(t)的鏡像及平移。而匹配濾波器的輸出信號波形可計算為－－－卷積公式說明：匹配濾波器的輸出信號波形與輸入信號波形的自相關函數成正比。

35

二進制數字接收機根據匹配濾波器準則，一個二進制數字信號的接收機框圖應為36當T＝Ts時，有

由上式，可畫出另一種形式，圖中相乘與積分完成相關器的功能，它在t=Ts時的抽樣值與匹配濾波器在t=Ts時刻的輸出值是相等的。3710.2.2最小錯誤概率最佳接收機如果發送信號為接收信號為X(t)可以看成是均值為Si(t)的正態分布,方差為

因此X(t)的條件概率密度函數為該式稱為似然函數likelihood，實際上就是條件概率密度函數使差錯概率最小——>最大似然準則

38二元系統

只有兩個,和似然函數39錯誤概率錯誤概率平均錯誤概率圖10-23fs1(y)和fs2(y)的曲線圖40

錯誤概率Pe確定就可求出Pe

，

隨概率不同而不同

最佳判決門限，對求微分

滿足

41

判決準則因此，按如下規則判決如果等概，即則

這個規則稱為最大似然法則，即在接收到的X值中，哪個似然函數大就判為哪個信號如，則，42

M個發送信號

如果有M個發送信號滿足最大似然準則接收機，錯誤概率最小。這種接收機可以推出實際上是一個相關的結構。

43

最大似然準則接收機與上圖等效的匹配濾波器形式的最佳接收機4410.3二進制數字調制的誤比特率

10.3.1

二進制最佳接收的誤比特率

10.3.2

二進制非相干解調時的誤比特率

2FSK非相干解調誤比特率

2ASK非相干解調誤比特率

2DPSK差分相干解調誤比特率

二進制數字調制系統的性能比較10.3.3

信噪比、Eb/no和帶寬

4510.3.1

二進制最佳接收機的誤比特率采用匹配濾波器或相關器形式分析

匹配濾波器輸入輸出

46

誤比特率分析T=Ts時收到S1(t)和S2(t)，y(t)的均值為m1和m2y(t)的方差取決于噪聲

為匹配濾波器的傳遞函數，為噪聲功率譜

47滿足采用最大似然準則，如

48如簡化后得

總誤比特率如果則

歸一化距離

d越大則錯誤率越低。

49當噪聲為白色高斯噪聲,雙邊功率譜密度為n0/2時，令相關系數：取決于兩信號的相似程度可得最小誤比特率為50可推導出：說明：誤比特率公式都是在最佳接收條件下得到的，此最佳接收機可用匹配濾波器實現,也可用相關器實現。§l0.2中所述的相干解調方案與最佳接收機結構是一致的,因此常把相干解調與最佳接收混為一談。確切地說,只有當相干解調中的濾波器嚴格按照匹配濾波器的要求來設計,才是真正的最佳接收。5110.3.2

二進制非相干解調時的誤比特率2FSKA點為窄帶高斯，B點將出現兩種情況有信號時，為萊斯分布無信號時，為瑞利分布522FSK非相干解調誤比特率聯合概率誤比特率53理想情況理想時，帶通濾波器的帶寬為542ASK非相干解調誤比特率有信號為萊斯分布，無信號為瑞利分布，因此只要分別求出這兩種情況下的誤比特率，再統計平均。信噪比很高時

55理想情況理想情況下，帶通濾波器的帶寬為

以及代入，得

說明：非相干解調時2FSK與2ASK誤碼性能一樣。也是任何二進制信號最佳非相干檢測時得錯誤概率。562DPSK差分相干解調誤比特率對于這種信號檢測，我們認為是在二個符號間隔內觀察信號，發現它是在之間內是正交的。Tb抽樣判決器抽樣脈沖yi(t)x(t)z(t)y1(t)y2(t)輸出an'57其誤比特率性能優于非相干2FSK和2ASK。58

二進制數字調制系統的性能比較

下面將對二進制數字通信系統的誤碼率性能、頻帶利用率、對信道的適應能力等方面的性能做進一步的比較。

591.誤碼率針對二進制數字調制方式2ASK、2FSK、2PSK及2DPSK，及每種數字調制方式又有相干解調方式和非相干解調方式，下圖和表列出了各種二進制數字調制系統的誤碼率Pe與輸入信噪比的數學關系。60

表二進制數字調制系統的誤碼率調制方式誤碼率Pe相干解調非相干解調2ASK2FSK2PSK/2DPSK61二進制調制誤比特曲線圖10–28二進制數字調制系統誤碼率性能曲線62若傳輸的碼元時間寬度為Ts，則2ASK系統和2PSK(2DPSK)系統的頻帶寬度近似為2/Ts，即

B2ASK=B2PSK=2Ts2ASK系統和2PSK(2DPSK)系統具有相同的頻帶寬度。2FSK系統的頻帶寬度近似為大于2ASK系統或2PSK系統的頻帶寬度。因此，從頻帶利用率上看，2FSK系統的頻帶利用率最低。2.頻帶寬度

63

對二進制數字調制系統抗噪聲性能分析，都是針對恒參信道條件進行的。在實際通信系統中，除恒參信道之外，還有很多信道屬于隨參信道，也即信道參數隨時間變化。因此，在選擇數字調制方式時，還應考慮系統對信道特性的變化是否敏感。

2FSK：判決器是根據上下兩個支路解調輸出樣值的大小來作出判決，不需要人為地設置判決門限，因而對信道的變化不敏感。

3.對信道特性變化的敏感性64

2PSK：當發送符號概率相等時，判決器的最佳判決門限為零，與接收機輸入信號的幅度無關。因此，判決門限不隨信道特性的變化而變化，接收機總能保持工作在最佳判決門限狀態。

2ASK：判決器的最佳判決門限為a/2(當P(1)=P(0)時)，它與接收機輸入信號的幅度有關。當信道特性發生變化時，接收機輸入信號的幅度將隨著發生變化，從而導致最佳判決門限也將隨之而變。這時，接收機不容易保持在最佳判決門限狀態，因此，2ASK對信道特性變化敏感，性能最差。65調制和解調方式的選擇需要考慮的因素較多。通常只有對系統的要求作全面的考慮，并且抓住其中最主要的要求，才能作出比較恰當的選擇。在恒參信道傳輸中，如果要求較高的功率利用率，則應選擇相干2PSK和2DPSK，而2ASK最不可取；如果要求較高的頻帶利用率，則應選擇相干2PSK和2DPSK，而2FSK最不可取。若傳輸信道是隨參信道，則2FSK具有更好的適應能力。4.小結

66

10.3.3信噪比、Eb/no和帶寬

：單位比特的信號能量與單邊

噪聲譜密度之比，稱為歸一化信噪比。用dB

表示。在實際中我們往往測量信號功率S和噪聲功率N。信息速率

每個碼字的信息量

在等概時

碼字速率67

信噪比

信號功率噪聲，B為接收機的帶寬

信噪比68

帶寬的幾種定義半功率帶寬等效噪聲帶寬主瓣寬度，第一個零點功率比例帶寬最低功率普密度帶寬即系統允許的對相鄰波道干擾的最大泄漏帶寬理想帶寬69

B4帶寬B4帶寬FCC用這種方法定義移動通信系統，帶內功率的要求99％功率帶寬。這個定義很嚴格，主要考慮旁瓣功率對相鄰波道的影響。如果美國數字蜂窩系統信道，速率為48Kb/s，需要帶寬為400KHz，很難用于實際情況，而QPSK可以在200KHz帶寬內傳送。70

10.4多進制數字調制

概述

10.4.1多進制幅移鍵控（MASK）10.4.2

多進制相移鍵控（MPSK）

1.MPSK信號的表述2.MPSK信號的調制

3.MPSK信號的解調4.MPSK的誤碼性能10.4.3

多進制頻移鍵控（MFSK）

調制，解調，誤符號率

10.4.4

幅度與相位相結合的多進制調制

MQAM,MQPR71概述多進制數字調制:是利用多進制數字基帶信號去調制載波的振幅、頻率或相位。多進制數字調制的特點：相同的碼元速率下，多進制系統的信息速率顯然比二進制系統高。相同的信息速率下，碼元的持續時間長。碼元的能量增加了，能減小由于信道特性引起的碼間干擾。多進制調制的代價是增加信號功率和實現上的復雜性。7210.4.1多進制幅移鍵控（MASK）在M進制幅度鍵控中，載波幅度有M中取值圖MASK信號的時間波形73時域表達式

可以取M種取值，它們出現的概率分別為

特點：功率譜的狀態和2ASK完全相同，它相當于M電平基帶信號對載波進行雙邊帶調幅，因此帶寬是M電平基帶的2倍。74

誤符號率分析采用相干解調時，MASK信號的誤符號率可以從M電平基帶信號導出：將該式轉換為頻帶公式時，必須作兩個變換載波鍵控信號的功率只有其等效基帶信號功率的一半；基帶時，no為雙邊譜密度，在頻帶時為單邊譜密度。

75由于在理想時，得到

76

格雷碼時誤比特率采用格雷碼電平邏輯時，誤比特率

7710.4.2多進制相移鍵控（MPSK）1.MPSK信號的表述相位有M種取值，如果g(t)為矩形包絡78如果令得其中，

79

2.MPSK信號的分析因此任何一個MPSK信號可以看作是對兩個正交載波進行多電平雙邊帶調幅的疊加，因此它的頻譜寬度和MASK相同，是基帶的二倍。只要碼字速率一樣，其功率譜的形狀則完全相同。

803.MPSK－QPSK信號調制圖10-34QPSK正交調制器814.MPSK信號的解調都采用正交相干解調－QPSK圖10－374PSK信號相干解調原理圖82

相干解調的關鍵

相干解調的關鍵是需要恢復參考載波。MPSK信號種不存在載波分量，是抑制載波調制，要從抑制載波的已調信號中提取載波需要對已調信號進行非線性處理，根據非線性處理方式的不同，可以分為不同的載波提取環路，如倍頻環、二頻環、四頻環、逆調制環、克斯塔四環（分模擬和數字）。83補充基帶信號都是非歸零，因此不存在時鐘分量，要把它變成歸零（解調的基帶信號）采用微分晶體濾波器或鎖相環提取84

5.MPSK的誤碼性能MPSK的最佳接收機85接收噪聲信號經帶通后為窄帶高斯噪聲正交相關器輸出為

為兩個獨立的高斯噪聲，均值為0,功率譜為為單位符號平均信號能量。86由鑒相可知，當疊加在信號點上的噪聲使矢量的角度不超過

范圍時，該信號可以正確的接收。因此誤符號率為為的概率密度函數，它是一個正弦波加窄帶高斯噪聲后的信號其相位概率密度函數。87

又有

于是當很大時88采用格雷碼時QPSK，89圖MPSK系統的誤碼率性能曲線9010.4.3多進制頻移鍵控（MFSK）MFSK，M個發送頻率如果M個信號都互相正交，即

91

MFSK

調制系統的組成MFSK調制實際上是由M個頻率進行選擇,解調器是由M個帶通濾波器后加包絡檢波器組成.92誤符號率正交MFSK采用相干解調時采用非相干解調時9310.4.4幅度與相位結合的多進制調制提出思路：多進制調制系統的頻帶利用率的提高是通過犧牲功率利用率來換取的。因為隨著進制數的增加，在信號空間中各信號點間的最小距離減小，相應的信號判決區域也隨之減小。因此，當信號受到噪聲和干擾的損害時，接收信號錯誤概率也將隨之增大。振幅相位聯合鍵控方式就是為克服上述問題而提出來的。94正交移幅調制優點：相同頻譜利用率時，其抗干擾性能好

缺點：實現的難度大設計一個信號星座圖，我們希望充分利用一個平面。MASK只在一條軸上，MPSK在一個圓周上，在一個平面上讓信號點之間的距離盡可能大。951.正交移幅調制MQAM

之

PSK,ASK,PSK星座圖信號點之間的距離d9616QAM16QAM－>4－QAM方形，正交四電平移幅鍵控97MQAM

方式64QAM－>8－QAM每個符號6比特MQAM－>L－QAM其中，帶的比特數為98以上是M為2的偶次方，還有M為2的奇次如99如果最大幅度為1對于16QAM,d=0.4716PSK,d=0.39100MQAM調制一般采用正交調制方式調制過程表明MQAM可以看成是兩個正交抑制載波的雙邊帶調幅信號的疊加，因此它的功率譜應和MPSK、MASK一樣，其頻譜利用率為101

MQAM解調MQAM信號的解調都采用正交解調以16QAM為例1022.正交部分響應幅度調制MQPR對同相路和正交路基帶信號都采用部分響應，然后再進行正交調制，這種鍵控方式稱為部分響應正交移幅鍵控，記作MQPR二電平－>三電平

四電平－>七電平103MQPR調制調制方式之一調制方式之二104MQAM與MQPR的誤碼率對于一個正交調制系統（MQAM和MQPR），均可以看作是同相和正交多電平調制(ASK)系統的疊加,因此對于同相或正交分系統來說，它的功率為正交調制系統的一半（損失了3dB）。但是對于每一個同相或正交分系統的比特數是正交系統的一半，因此對噪聲帶寬來說，有了3dB的好處。因此，對于一個正交系統來說，它的誤符號率公式就和MASK相同，不過M－>L。M=L2105MQPR的誤符號率公式可由部分相應基帶信號誤符號率公式（9－110）得到106

誤符號率和誤比特率之間的關系其中

格雷碼107

星形16QAM分層分布2個8PSK星座16QAM，4個比特，abcd前一個比特決定幅度，后三個比特進行8PSK鍵控相位和幅度混合調制，適合于在衰落信道中傳輸。16QAM是一個2ASK和一個8PSK混合誤碼性能108

概述

10.5.1

偏移四相相移鍵控（OQPSK）10.5.2

最小頻移鍵控（MSK）

MSK調制的原理信號波形調制框圖功率譜頻譜圖相干檢測誤碼性能10.5.3

其它恒包絡調制

10.5恒包絡調制109概述提出原因：前面討論的調制方式，認為基帶信號是矩形的。嚴格來說，這些矩形包絡調制信號，頻譜是無限寬的，有很強的旁瓣分量。實際信道都是有限的，這種無限寬的信號經過有限寬的信道，旁瓣被濾除，將使調制信號包絡呈很大起伏，將產生畸變。如采用限帶調制技術，顯只有主瓣，但由于信道的非線性，原限帶信號將會產生非線性畸變，將會使濾除的旁瓣又起來，產生頻譜的擴展，對臨道產生干擾。110對于一個非線性信道上的高效率調制技術必須滿足以下幾個要求：1.具有穩定包絡，幅度上不能帶信息2.具有較高的頻譜效率。3.具有較高的功率效率。11110.5.1

偏移四相相移鍵控OQPSKO－>offset112OQPSK其中，它的功率譜和QPSK相同。113OQPSK相位變化情況QPSKOQPSK沒有π變化誤比特性能和QPSK一樣11410.5.2

最小頻移鍵控MSK思考：OQPSK雖然在QPSL基礎上前進了一步，對抗非線性的影響有好處，但是由于這種調制方式雖消除了180o相位突變，但還存在90o式和－90o相位突變。因此在相位突變點處仍存在著凹坑，其結果是這種調制方式旁瓣分量比較強，很難滿足移動通信系統相鄰信道總頻譜泄漏<－60dB的要求。解決方案：采用了OQPSK的改進型MSK方式，它是FSK的一個特例。115MSK調制的原理FSK功率譜寬度和調制指數有關，h增大頻譜就贈寬2FSK時MSK特點：h=0.5碼字交替處相位連續116MSK信號波形MSK信號時OQPSK的特殊形式，OQPSK脈沖波形g(t)是矩形，而MSK則是正弦。MSK信號波形瞬時頻率117MSK在碼字發生變化時，相位是連續的

118由此可見，在每個信息比特內載波相位變化是，也就是在之內相位變化因此累計相位在每比特結束時必為的整數倍。119對該式展開

120MSK調制框圖對于an和bn，它們分別是輸入的二進序列經過絕對碼－>相對碼，再串－>并，奇數位為

，偶數位為

121MSK功率譜QPSKMSK122

MSK頻譜圖MSK頻譜的主瓣寬度比OQPSK要寬，但它的旁瓣卻下降很快。計算得到，對于

MSK來說，就能包含99％的功率，而QPSK和OQPSK卻要123MSK相干檢測MSK的檢測通常采用相干檢測，有兩種方式一比特區間124二比特區間125

MSK誤碼性能相位編碼發生在二個比特區間，因此在二比特區間進行檢測，就獲得了好的性能。這種檢測方式和QPSK的碼性能相當。MSK加了相位約束條件，這實際上是一種相位編碼。12610.5.3

其它恒包絡調制一、連續相位調制CPM二、非線性相位的CPM技術 三、高斯預濾波最小頻移鍵控GMSK四、－DQPSK調制技術127一.連續相位調制CPM

原理CPM信號可表示為瞬時頻率

128

CPM調制相位變化規律

要滿足相位連續條件一個CPM主要取決于hk、g(t)和調制碼字Ik。129CPM分類全局響應和部分響應全響應：g(t)只限在一個碼字時間內，或者說，每個碼字時間中已調波的相位變化量只取決于該碼字本身，而和其它碼字無關。部分響應：g(t)不只限在一個碼字時間內。線性相位和非線性相位線性相位：g(t)是一個矩形函數，則相位按線性規律變化，稱為線性相位CPM，亦即每個碼字中瞬時頻率是常數。非線性相位：

g(t)是一個任意函數，這時每個碼字的瞬時頻率不是常數，而相位不按線性規律變化，稱為非線性CPM。1303）單調制指數和多調制指數

單調制指數：各個碼字的調制指數相等。多調制指數：各個碼字的調制指數不全相等。MSK：全響應、線性相位、單調制指數CPM13110.5.3

其它恒包絡調制一、連續相位調制CPM二、非線性相位的CPM技術

三、高斯預濾波最小頻移鍵控GMSK四、－DQPSK調制技術132二、非線性相位的CPM技術線性相位的CPM，雖保證了在碼字過渡點相位是連續的，但卻不能保證相位的導數（即頻率）也是連續的，由于頻率的不連續（突跳），使功率譜在帶外衰減得還不夠快。如MSK，在碼字過渡點好，它的相位連續，但它的頻率將發生跳變，即從頻率。由于發生跳變，就使得在該處相位點處尖銳的邊峰，使得旁瓣還不能進一步下降。133這就要讓碼字在交替時，要求對相位點的尖峰加以平滑，也就是要讓相位導數也連續，這就發現了非線性相位CPM技術。非線性CPM技術分類全響應部分響應

這實際上決定了平滑相位點尖峰所采用的方法1341.全響應非線性相位CPM又稱為成形的MSK技術它和MSK的不同之處g(t)波形不是矩形而是一個正弦（或余弦）波形，稱為正弦（或余弦）頻移鍵控（SFSK）相位變化圖一個碼字內相位變化也是π/2

，但變化不是線性，從而使尖峰相位得到平滑。1352.部分響應非線性相CPM全響應非線性CPM雖保證了碼字過渡點相位導數的連續，但并未使旁瓣得到明顯下降主要原因：是全響應只發生在一個碼字區間內，而要使頻域上進一步壓縮，必須讓時域波形有適當拖尾，即不僅僅限在一個碼字內，即采用部分響應。這就是可控調頻技術，即TFM，是一種采用部分響應非線性相位CPM技術。136部分響應非線性相位CPM在MSK中，每個碼字中相位變化量為在TFM中，

它取決于前后三個碼字

根據前后三個碼字取值不同，可以有五種相位變化，因此從相位辦哈量來說，它是一種第二類部分響應編碼，從行為的平均變化量來說，顯然要比MSK(π/2

)要小得多，因此它的旁瓣可可以大大下降。137

IJF－OQPSK另一種部分響應技術就是書上稱為無符號間干擾和無抖動的OQPSK

，即IJF－OQPSK這種方式是將輸入的二進制信號序列先進行IJF編碼，形成IJF基帶信號，就是將單位寬度的碼形成寬度為二倍間隔的升余弦脈沖，然后再進行OQPSK調制。138

10.5.3

其它恒包絡調制一、連續相位調制CPM二、非線性相位的CPM技術

三、高斯預濾波最小頻移鍵控GMSK四、－DQPSK調制技術139三.高斯預濾波最小頻移鍵GMSK要讓旁瓣小，必須讓相位的導數連續，而且是一階、二階都連續

什么函數可以滿足？

答案：高斯函數。CPM信號的頻譜旁瓣下降是按以下規律

其中C為相位導數保持連續的階數。對于MSK，