27脈沖寬度調制技術概述3.3.1180型或120型導電掌握時，雖然逆變器將直流輸入〔需通過調整直流環節電壓實現，屬于脈沖幅度調制、輸出電壓諧波含量大等缺點。除了能通過轉變輸出電可能的根本掌握模式：脈沖寬度調制和脈沖頻率調制。對于脈沖寬度調制〔PulseWidthModulationPWM時間到達掌握變換的目的，因此也常被稱為“定頻調寬”掌握；在脈沖頻率調制〔PulseFrequencyModulation，PFM〕中，功率半導體開關器件的開通或關斷的時間保存相對恒定、通過轉變開關的頻率到達掌握變換的目的，所以也常被稱為“定寬調頻”掌握。由于脈沖寬度調制的分析、掌握和實現都較脈沖頻率調制簡潔，因此應用更廣泛，被絕大多數逆變器所承受。1964A.Schonung為現代逆變技術的有用化和進開放拓了嶄的道路。經過三十多年的進展，PWM技術日益成熟并被廣泛應用于各種逆變裝置中。近十幾年，隨著微處理器技術的飛速進展，數字化PWMPWMPWM追求電壓波形正弦，到電流波形正弦，再到掌握負載電機的磁通正弦，并進而進展到提高系統效率、降低電機轉矩脈動和減小諧波噪聲等，PWM技術正處于一個不斷創、不斷進展的階段，目前，國際、國內的學術界和工程界仍在不斷地探究和創中，足見該領域的爭論和進展方興未艾。大局部逆變器裝置的負載都是三相溝通電機，因此對于大多數逆變裝置而言，其PWMPWM裝置供電下電機的工作性能，如減小電機的轉矩脈動、提高電機的效率、擴大調速范圍等。本節將首先介紹PWM3.5PWM脈沖寬度調制的根本原理半導體器件的線性工作模式利用半導體器件將直流輸入〔以電壓為例〕變換成溝通輸出的方法，依據半導體器件的工作模式可以分為兩類：線性工作模式和開關工作模式。線性工作模式的電路和工作原理參見圖3-12T1

T都工作在線性放大區，控2制電路依據給定信號uref〔此處假設為正弦波〕和反響信號u0〔即輸出電壓，調整三極管TT1

響應要求較高的場合中使用，比方音響設備中的功放就承受了線性工作模式。但是，如圖3-12〔b〕所示，工作在線性放大區的半導體器件必需長期同時擔當較高的電壓和全部的負因此實際很難應用于各種逆變裝置中。pT1uT1ipT1uT1iT1iT1CT1u1T1RLu+ ref_uoC2T2推挽式放大器 (b)功率管電壓、電流和損耗示意圖圖3-12功率管的線性工作模式功率半導體器件的開關工作模式和PWM工作在線性區的半導體器件功耗較大，主要是由于它必需同時擔當較大的電壓和電流，而開關工作模式則可以避開這個狀況。在斷態，由于器件中電流為零，損耗也就等于零，而通態損耗的大小則取決于開關器件通態壓降和通態電流，由于開關器件的通態壓降一般較小，因此即使加上開關過程的開關損耗〔參見圖3-4，開關模式產生的損耗仍遠小于線形3-13PWM為了輸出所期望的正弦電壓，首先把圖3-13〔b〕所示的周期Tm

1/f1

的正弦波分成2N等分，然后把每一等分中正弦曲線都用一個面積與該曲線下面積相等的等高矩形脈沖來u3-13〔b〕所示。其中每個開關o周期〔亦稱為一個脈沖周期〕Ts

T /(2N)，而脈沖寬度則按正弦波的規律變化。這種m開關周期相對固定、寬度可變的脈沖就稱為脈沖寬度調制脈沖，簡稱PWM脈沖。假設用該PWM3-13〔a〕單相逆變器的功率開關器件T1

和T2T2

PWM0T1

截止，反之則導通；在正弦波的負半周T1PWM0T2

截止，反之則導通。如此一來就可以在負載兩端得到與PWMuuf的基波o o 1外，還包含大量的諧波。u+U +U /2dT1RULduU /2doT_2

N1 2N1 2 N tuoU /2dT tsTm單相逆變器 (b)利用面積等效法產生脈沖寬度調制脈沖圖3-13功率管的開關工作模式和PWM波的形成PWM器，PWM波的產生、掌握和分析方法根本一樣，因此下面的分析均以電壓型逆變器為例。進一步的爭論將說明，通過選取不同的參考波形，可以轉變輸出波形的變化規律；通過按比例轉變脈沖寬度的方法則可以轉變輸出電壓的大小。PWMPWM輸出脈沖串的寬度，理論上可以依據所需的調制規律準確地用計算方法求得，并以PWM理比較困難，也很抽象。為此，在大多數狀況下都承受如下更加直觀和更易理解的方法來說PWM將所期望得到的逆變輸出電壓波形〔常被稱為調制波，ModulatingWave〕與載波信號CarrierWave〕相比較〔實際上就是用調制波對載波進展調制的過程，然后用比較產生PWM以用圖3-14加以具體說明：正弦波u 是所期望的逆變器輸出波形，因此u 就是調制波，m muc

則受調制波的調制。調制波和載波被分別送入一個比較器的兩個輸入端。在um

u時比較器輸出高電平，當uc

u 時則輸出低電平，這樣比較c器輸出電壓波形就如圖3-14〔b〕中的u

pwm

u

pwm

的脈沖寬度受調制波幅度的掌握，也就是說，u

pwm

是一個脈沖寬度受調制波掌握的脈沖寬度調制〔PWM〕PWMPWMPWM常用的一種。ucucumttmum+_uc u upwm pwm脈沖寬度調制的原理 (b)PWM脈沖的產生圖3-14脈沖寬度調制PWMPWM〔PWM〕PWMPWMPWM載波比和調制深度載波信號頻率f與調制信號頻率f 之比稱為載波比，可以用P來表示：c mPf /fc m

〔3-7〕有很大的幫助，這主要是由于以下兩個緣由：首先，PWM掌握產生的諧波在大多數時候都集中分布在載波頻率整倍數頻率四周，載波比P越大意味著，在肯定的調制信號頻率〔實際上就是逆變器的輸出頻率〕下，載波頻率越高，主要諧波的頻率也就越高，對于大多數感性負載，高頻電壓諧波的實際影響遠比低頻諧波小；其次，通過提高載波比，將主要諧波的頻速度，另外，由于開關損耗等緣由，開關頻率在逆變器的設計和運行中還會受到很多因素的限制，相應地對載波比的大小也有肯定的限制。由于缺乏統一的定義ModulationIndex”的概念比較簡潔引起混淆。在此用正弦調制信號與三角載波信號比較產生PWM3-15PWMM為：MU /Ump cp

〔3-8〕式中U 和U 分別為正弦調制信號u 與三角載波信號u的幅值。mp cp m c當波信號uc

MPWMPWMMPWM大小進展掌握和描述。如圖3-15〔a〕所示，當M 1時，Ump

U ，PWMcpMM1后，正弦調制信號的一局部就會大于三角波載波信號的幅值，在這一局部區域，原本應當分隔開來的輸出脈沖被漸漸連在了一起而不再遵循常規的脈寬調制規律，PWM輸出的大小也不3-15〔b〕所示。PWMPWM量擴大線性調制區的掌握范圍。uumuumuctucumt tupwm

upwmt線性調制區 圖3-15線性調制區和過調制區開關頻率和開關損耗3-15〔a〕f就s等于載波信號的頻率，也即有：f fs c

Pfm

〔3-9〕從本章3.2〔目前大多數逆變器都承受硬開關模式相乘，從而得到損耗功率的瞬時波形，瞬時功率的積分就是單次開關損耗的能量。可見，器電壓的質量和負載的性能都很有利，但還須建立如下的生疏：如圖3-7所示，不同類型和不同功率等級的開關器件的最高允許工作頻率都有肯定IGBT20kHz。功率半導體開關器件的開關損耗和開關頻率成正比，因此功率開關器件和逆變裝置的散熱力量〔同冷卻或環境溫度等條件有關〕將限制逆變器開關頻率的提高。開關頻率還會受到微處理器〔后面將要講到在逆變器中PWM掌握多承受各種各樣的微處理器來實現〕處理速度的限制。開關頻率越高，逆變器工作時產生的電磁干擾往往也越嚴峻，簡潔對其它設備造成較大的電磁干擾。重要技術參數。比方對于IGBT逆變器，假設工作環境抱負，散熱條件條件較好，開關頻率15kHzIGBT10kHz2kHz。同步調制、異步調制和分段同步調制同步調制假設在轉變調制信號頻率，也即逆變器的輸出頻率，fm

的同時，成比例地轉變載波信f

〔一般狀況下等于開關頻率PWMP保持不變，同時在頻c3-16P45的一段粗黑線段表示在固定的載波比P45制波頻率同步變化。對于三相逆變器，為了保證三相之間的對稱性，三相調制波的相位必需2/3P3布特性。但是，當調制信號頻率較低時，假設承受同步調制，載波頻率就會很低，主要諧波的頻率也很低，從而嚴峻影響輸出波形的質量。另外，由于大多數狀況下都要求逆變器的輸行數字化掌握是極為不便的。異步調制在調制信號頻率變化時保持載波信號頻率不變的調制方法就稱為異步調制，參見圖3-16〔a〕中的異步調制區。顯而易見，由于載波頻率保持不變，在調制波頻率連續變化的PWM生連續移動，脈沖的數目，也就是調制比，也不肯定是整數。所以異步調制的缺點是：除非PWM逆變器，由于絕大多數時候載波比都不會湊巧等于3的整倍數，因此從理論上講三相PWM利的影響，當載波頻率〔準確地說應當是載波比〕較低的時候，狀況會變得更加嚴峻。但另一方面，異步調制的優點也格外明顯。首先，由于載波頻率是固定的，在利用微處理機進展數字化掌握時就會感到格外便利，軟件得以大大簡化。其次，在低頻輸出段，每個調制波信邊頻帶與基波之間的相互干擾。隨著包括IGBT在內的高速功率半導體開關器件的開發和普及應用，逆變器的開關頻率得以大大提高。雖然在變頻器中開關頻率很少高于15kHz，但對于這樣高的載波頻率〔嚴格說應當是載波比，在一個調制波周期內多一個或少一個載波周期〔對應PWM輸出脈沖的數目〕對輸出電壓的對稱性和諧波分布的影響微之又微，以致可以無視不計。因此，在載波頻率較高時，承受異步調制比承受同步調制將更為有利，從而使后者幾乎失去了應用的價值。GTRGTO制只能取較小值的場合，為了抑制上述缺點，則可承受分段同步調制。分段同步調制分段同步調制就是將調制波頻率分為假設干個頻段，在每個頻段內都保持載波比P恒定P值則不同。頻段的劃分和載波比的轉變主要考慮：一方面盡可能充分負載的運行產生不利的影響。如調制波頻率連續降低，則干脆轉入異步調制模式。對于三相3的整倍數且為3-16〔a〕給出了分段同步調制的一個例子。P進展切換時還應留意以下兩點：①應盡量避開在載波比變化時引起電壓或電流的突變。由于載波比變化時，PWM脈沖負載運行可能產生的不利影響。②應避開由于輸出頻率的變化引起載波比的反復切換。如圖3-16〔b〕所示在切換點四周設置肯定大小的滯環區域就是常用的方法之一。fmaxP=201fmaxP=201P=111P=45P=21fmfmc c異步調制 同步調制分頻同步調制 (b)載波比的切換圖3-16分段同步調制自然采樣和規章采樣承受調制方法產生PWMPWM時刻，而這與調制掌握的采樣策略有關，也就是與產生調制信號的方法有關。常用的采樣策略可以分為“自然采樣”和“規章采樣”兩大類。PWM3-14PWM些簡要的說明。如圖3-17〔a〕所示，PWM承受同步調制方式且在線性調制區內，為了簡化計算，可設三角波u的幅值1而正弦調制波為u Msint其中M為調制深度0M1，c m 13-17aT1 c

的載波周期內,正弦波與三角波比較都會產生兩個交點A和B設A和B兩點所對應的時刻分別為t 和tA B

PWM該段載波周期內的脈沖寬度t t 假設圖中的A和B是正弦調制波和第n個周期三角B A載波〔從正弦波起始t0時刻計起〕的交點，則t 和tA B

可分別由下式求出：14t (n5)TMsintT c

4 c1A14t (n3)T

Msint

〔3-10〕T c

4 c1B解。因此，自然采樣雖然可以真實準確地反映脈沖產生與消逝的時刻，但卻不適于用微處理行比較，但實時計算和比較過程無疑將占用過多的軟件資源，沒有太多的有用價值。固然，MP的組合，都需要不同的交點時刻數據組，當逆變器輸出因此只適于有限調速范圍的場合。樣方法，這些相比照較簡便和易于實現的計算方法統稱為“規章采樣”法。規章采樣有很多具體的實現方法，比方用鋸齒波代替原來的三角波，由于鋸齒波的一條邊是垂直的，因此它和正弦調制波的交點時刻很簡潔獲得，所需求解的只是鋸齒波斜邊與正弦調制波的交點時〔指在鋸齒波的周期內波形不對稱〕PWM被稱為單邊調制。與此對應，利用波形對稱的載波〔比方最常使用的三角波〕產生可以同時的計算量更小，但由于輸出波形中含有偶次諧波，總的諧波也較雙邊調制的大，因此并不常用，在實際中應用較多的還是承受三角波作為載波，然后利用一個近似的、易于計算的波形代替原調制波的規章采樣方法，比方用階梯波替代原來的正弦波，如圖3-17〔。在圖3-17〔b〕所示的每個三角載波周期中，實際參與比較和計算的調制波都是一條水PWM關于三角波的中點對稱，從而使計算大為簡化。DD線與三角波分別交于A點和B點，而所對應的時刻同樣設為t 和tA B

。從圖中不難導出脈沖寬度的計算公式為：t t

Tc

(1Msint

) 〔3-11〕B A 2 1D很明顯，式〔3-11〕比式〔3-10〕要簡潔得多，相應的計算和處理程序也更簡潔，所以PWMTcBTcBMsint1AttABδ沖TcBMsint1ADtAtDtBδ沖t自然采樣

t規章采樣圖3-17自然承受與規章采樣PWMPWMPWMum和載波信號uc3-18〔a〕3-18〔b〕PWMPWM3-18〔c〕所示umsp相乘，就可以得到逆變器掌握所需的正、負半周對稱的PWM脈沖信號，如圖3-18〔d。對于雙極性PWM掌握，調制波和載波都承受雙極性的信號，比方圖3-19〔a〕所示的雙3-19〔b〕PWMPWM3-18〔d〕3-19〔b〕可以看出，單極性模式的溝通輸出較后者更接近于正弦波，所包含的高次諧波含量要小得多，這是單極性掌握模式的優點。ucucum0π(a)tmupwm(b)tmsptmu)

pwmtm圖3-18單極性PWMu ucum(a)πm0 mupwm(b) tm圖3-19雙極性PWM逆變裝置PWM技術性能指標PWM微處理器在逆變器掌握中的廣泛應用更為