第5章應用同步整流器提高高亮度（HB）LED驅動電路的效率第3章、第4章分別介紹了采用廉價的單芯片DC/DC變換器實現HBLED驅動電路的設計實例。然而由于這些廉價的單芯片DC/DC變換器芯片由于內部開關管采用達林頓形式的復合晶體管連接方式，使得開關管的導通電壓不容忽略，最終導致電路的效率只能在70%左右甚至更低。即使采用外接MOSFET改善開關管的導通電壓降，使得電路效率可以提高到80%或更高一些。但是續流二極管的導通電壓在低電壓應用中仍然不容忽略，這是導致驅動單只或兩只HBLED的效率低下的另一重要原因。因此，欲將HBLED驅動電路的效率做的更高，必須設法消除因開關管、續流二極管導通電壓造成的效率損失。最好的辦法就是采用開關電源技術中的同步整流器技術。本章以NCP1034和IRS2540的應用實例講解應用同步整流器技術實現HBLED驅動電路的實現方法。5.1NCP1034的功能分析5.1.1NCP1034簡介NCP1034時一種專為高性能帶有同步整流器的降壓型DC/DC變換器設計的控制IC，其最高工作電壓可達100V。NCP1034驅動一對N溝道MOSFET（相對P溝道MOSFET，N溝道MOSFET具有更優異的性能）。其開關頻率從25kHz到500kHz，可以在效率和尺寸方面具有靈活性。其同步性能可以使單只或多只NCP1034同時工作時的開關頻率由外同步信號同步。輸出最低電壓可以達到內部電壓基準的1.25V，以適應低輸出電壓的應用。保護性能包括可設置的欠壓鎖定和芯片電流限制。NCP1034管腳功能NCP1034管腳功能管腳管腳名稱功能說明1℃set電流限制設置端，用一個該管腳到GND之間的電阻設置正或負電流限制閾值。2FB誤差放大器的反相輸入端。這一點通過輸出分壓電阻連接到穩壓電路的輸出，用來設置輸出電壓并未誤差放大器提供反饋。3COMP誤差放大器的輸出端。通過外接電阻、電容網絡從這一管腳到GND一提供網絡補償。4軟啟動/關閉。該管腳為用戶提供可設置的軟啟動功能。外接電容器連接到該管腳和GND之間，以設置輸出電壓的軟啟動時間。可以將該管腳電壓拉低到0.3V以下關閉變換器。5SYNC內部振蕩器可以用外部時鐘通過這個管腳同步，并且其它IC也通過這個管腳同步內部振蕩器。如果不用這個功能，可以將這個管腳通過10k電阻接地。6PGND功率地。這個管腳提供了獨立的MOSFET驅動器的接地，并且連接到系統的大平面地。7LDRV低邊MOSFET驅動器輸出NCP1034管腳功能8DRVVCC這個管腳為低邊驅動器提供電源旁路，必須用一個不低于0.1μF高頻電容器通過這一管腳連接到功率地。9VB這個高邊驅動器的管腳必須連接到更高的輸入電壓，一個不低于0.1μF的高頻電容器必須從這個管腳連接到開關節點（半橋中點）。10HDRV高邊MOSFET驅動器輸出。11VS開關節點。這個管腳連接到高邊MOSFET的源極（低邊開關管的漏極）。這個管腳是高邊驅動器的返回端（公共端）。12VCC這個管腳為IC內各單元提供電源。一個不低于0.1μF的高頻電容器連接到這個管腳與地之間。13℃IN過電流檢測輸入。一個電阻將這個管腳與低邊MOSFET漏極相連接，以限制流入這個管腳的電流。14GND內部電壓基準和控制電路的信號地。15RT定時電阻管腳。一個電阻連接到這個管腳與地之間來設置振蕩器的頻率。16UVLO欠壓鎖定（驅動器的極限電壓）管腳。用于設置欠壓閾值。NCP1034內部原理框圖1．內部電源供給首先看NCP1034的電源供給。芯片的電源供給要有內部基準電源，這個基準電源不僅要為電路提供電壓基準，還要為芯片內部電路提供穩定的電源電壓。除此之外還要有過、欠電壓鎖定功能。在NCP1043的欠電壓鎖定有：芯片電源電壓的欠電壓鎖定和外接欠電壓鎖定端。芯片電源電壓的欠電壓鎖定是檢測芯片電源電壓是否欠電壓，如果芯片電源電壓出現欠電壓就會導致輸出電平不夠，使得MOSFET不能徹底開通而損壞MOSFET。芯片外的欠電壓鎖定則是檢測整個電路的直流母線電壓是否過低，以確保電路是否能擠入正常工作狀態。從原理框圖看到：芯片欠電壓鎖定和外置欠電壓鎖定分別用了兩個遲滯比較器。當芯片的電源電壓超過欠電壓鎖定閾值后，芯片欠電壓鎖定輸出高電位解鎖；外部欠電壓鎖定的外檢測電路檢測到的電壓超過解鎖電壓后外部欠電壓鎖定解鎖。只有這兩個比較器均輸出高電位，后面所接的與門才能輸出高電位，輸出電源OK信號。這時電路才可以工作。芯片欠電壓鎖定的解鎖電壓是8.9V，鎖定電壓是8.2V，遲滯回環0.7V；外電路解鎖電壓：1.25V，鎖定電壓1.15V。2．振蕩器與PWMNCP1034的振蕩器與其它PWM控制芯片原理基本相同，在NCP1034中僅需要一個外置定時電阻即可，通過改變外置定時電阻來改變開關頻率。定時電容則在NCP1034內部實現。PWM的實現與常規的電壓型PWM控制芯片基本相同：將振蕩器中定時電容器的鋸齒波電壓送PWM比較器的同相輸入端，誤差放大器輸出信號送PWM比較器的反相輸入端。PWM比較器輸出就是所需要的脈沖寬度被調制后的脈沖串。用這個脈沖串的上升沿（高電平）將PWM的R-S鎖存器輸出置低電位。R-S鎖存器輸出置被低電位就會導致高邊輸出置低電位，對應的是降壓型變換器的開關管關斷。

高邊輸出高電位需要PWM鎖存器輸出高電位，這個高電位需要振蕩器提供復位脈沖實現這就是圖5.2中振蕩器輸出送到PWM鎖存器S端和后面或門的振蕩器輸出復位脈沖。

3．過電流檢測

除了用于調整輸出電壓的誤差放大器、PWM比較器外，DC/DC變換器還需要過電流保護，一般的DC/DC變換器的過電流保大多采用“打嗝”控制方式，就是一旦檢測到過電流就立即關閉控制器輸出，使開關管關閉。經過一個相對比較長的延時后重新恢復控制器輸出，如果這時還是過電流則再次關閉開關管，周而復始。NCP1034的過電流保護設置得很特別，它沒有電流檢測電阻，而是利用了低邊的MOSFET導通時電流流過導通電阻（Rds（on））的產生的電壓降。由于過電流會導致導通電阻（Rds（on））的產生比較大的電壓降。一旦這個電壓降超過保護閾值，高電平信號就會導致FAULT信號高電平，使高邊驅動輸出低電平，關閉高邊開關管，消除過電流故障。過電流保護時序圖需要注意的是，NCP1034并不是檢測開關管的實際電流而是流過低邊的作為續流二極管的MOSFET的電流初始值（高邊開關管關閉時的電流值）。由于FAULT信號高電平通過一個與門迫使ACON為高電平，這個高電平的ACON會使得為高電位。這個為高電位就會迫使FAULT信號維持高電平。這實際上就是關閉了NCP1034。于是輸出電壓下降，的高電位時軟啟動的（）端的20μA充電恒流源關閉，打開放電的1μA恒流源，使得電壓下降，當電壓下降到0.3V時，電路重新啟動，并且是軟啟動，如果在軟啟動過程中還有過電流故障，則電路重新進入過電流保護狀態，直到過電流故障消除。需要注意的是，如果低邊不采用MOSFET作為同步整流器的續流“二極管”時，NCP1034的的過電流保護功能消失。這一點務必要注意。4．高、低邊驅動由于采用同步整流器的電路拓撲，起到續流作用的器件就是低邊的MOSFET。因此一定不能造成高、低邊MOSFET同時道統的狀態，即使是暫短的瞬時也是不允許的，這就需要在兩個驅動輸出脈沖之間設置死區時間，高低邊輸出脈沖與死區時間的時序對于NCP1034，這個死區時間典型值為60ns。只要MOSFET不是選的過大（實際上是柵極電荷過大），這個死區時間完全可以滿足要求。，嚴格的說這個死區時間是輸出驅動脈沖的下降時間tf+另一個輸出驅動脈沖的上升時間tr+死區帶隙時間，NCP1034的這三個時間分別為17ns+10ns+60ns，測試條件為驅動1.5nF下2V~9V或9V到2V需要的時間。從這一點看，在選擇開關管時，一定要注意由于不同的柵極電和所造成的tr、tf能否滿足要求。5.1.3NCP1034應用電路分析

應用NCP1034的帶有同步整流器的降壓型DC/DC變換器電路電路的輸入電壓、輸出電流與效率的關系可以看到：盡管上圖電路采用了同步整流器方式，但是的效率并不是很高。其原因是：其一圖5.5電路輸入電壓至少38V，而輸出僅5V。這時降壓比超過7，電路的最大占空比低于0.15，當開關頻率200kHz時，開關管導通時間僅僅650ns（包括開通過程）。而續流作用的低邊MOSFET的導通電壓降約0.35V（NTD24N06在25℃管芯溫度的導通電阻42mΩ，而在150℃管芯溫度的導通電阻75.6mΩ，在5A電流下就是0.35V），這個電壓降并不比肖特基二極管的導通電壓降低多少。因此效率不會高；其二就是高邊開關的開關管的開關損耗占高邊開關管總損耗得很大部分。這樣我們會看到：低邊開關的導通電阻選擇不當并不能明顯提高變換器的效率。電路的印制電路板圖電路的電路板的元件排布圖（絲印層）電路的實物照片由于以上的電路板圖及實物圖均為電路評估板，這與商品DC/DC變換器還有比較大的差距，但是其布線方式還是具有實際參考價值的。不僅如此，從可以從電路板圖及實物圖看到，電路板還有很大的空間可以消化掉。因此實際工程電路板應該遠小于評估電路板。電路元件明細元件序號數量元件類型參數精度封裝制造商制造商型號R91電阻1k21%1206VishayCRCW10261K20FKEAR51電阻3k91%1206VishayCRCW10263K90FKEAR31電阻4k71%1206VishayCRCW10264K60FKEAR21電阻5k61%1206VishayCRCW10265K60FKEAR11電阻16k91%1206VishayCRCW102616K9FKEAR61電阻20k1%1206VishayCRCW102620K0FKEA電路元件明細R11A,R11B,R11C,R11D,R11E5電阻12k1%1206VishayCRCW102612K0FKEAR41電阻110k1%1206VishayCRCW1206110KFKEAR7,R8,R103電阻10k1%1206VishayCRCW120610K0FKEA電路元件明細C81陶瓷貼片電容器1n810%1206KemetC1206C182K5FA?TUC61陶瓷貼片電容器12n10%1206KemetC1206C123K5FACTUC51陶瓷貼片電容器220n10%1206KemetC1206C224K5RACTUC71陶瓷貼片電容器330p10%1206KemetC2,C3,C4,C104陶瓷貼片電容器100n10%1206KemetC1206F104K1RACTUC9A,C9B,C9C3陶瓷貼片電容器47_/6.3V20%1210KemetC1210C476M9PAC7800C1A,C1B2陶瓷貼片電容器2.2_/100V10%1210MurataGRM32ER72A225KA35L電路元件明細L11SMD電感13_20%13x13Würth744355131VD11開關二極管MMSD4148SOD123ONSemiconductorMMSD4148T1GVD2112V穩壓二極管MMSZ4699SOD123ONSemiconductorMMSZ4699T1GVF21N溝道功率MOSFETNTD3055DPAKONSemiconductorNTD3055?150GVF31N溝道功率MOSFETNTD24N06DPAKONSemiconductorNTD24N06T4GIC11帶有同步整流器的PWMICNCP1034SOIC16ONSemiconductorNCP1034DR2G5.2應用NCP1034帶有同步整流器控制功能的PWM控制器實現高亮度（HB）LED驅動電路5.2.1實際電路及分析本節涉及的應用NCP1034帶有同步整流器控制功能的HBLED驅動電路帶有恒流控制功能、PWM調光功能等。需要清楚的是由于輸入電壓高于輸出電壓，而且輸入與輸出之間不隔離，這樣電路拓撲就可以選擇電路相對簡單，效率相對最高的降壓型變換器。這樣，電路就不一定需要對輸出電壓進行限制，而反激式LED驅動電路需要限制輸出電壓最主要的原因是限制開關管和二級管能承受的峰值電壓。由于需要恒流控制，而NCP1034的過電流保護并不能實現恒流控制，為了解決這個問題，可以利用NCP1034的“電壓”控制閉環改造成電流閉環。應用NCP1034帶有同步整流器的HBLED驅動電路原理圖1．恒流控制分析從圖5.10中可以看到：除調光、恒流控制電路部分與圖5.5不同外，電路其它部分相同。恒流控制的基本方法是：在實處回路中串接電流檢測電阻R12（R12A與R12B并聯）。輸出電流流過R12產生電壓降，這個電壓降送外置電流誤差放大器（增益7.8倍，目的是降低電流檢測電阻的電壓，以減小電流檢測電阻的損耗）。外置電流誤差放大器輸出送NCP1034的反饋端，即NCP1034內置的誤差放大器的反相輸入端，由于NCP1034內置的誤差放大器同相輸入端接1.25V基準電壓，故在正常工作狀態下，根據運算放大器輸入端虛短虛斷原理。這個誤差放大器的反相輸入端的輸入電壓也應該是1.25V，對應的電流檢測電阻的電壓對應164mV。由于電流檢測電阻僅需要檢測基準1.25V電壓的七點八分之一，因此電流檢測電阻的損耗隨之降低到1.25V時的七點八分之一，這對于低電壓功率變換來說，可以比較明顯的改善效率。由于降壓型變換器并不需要通過顯示輸出電壓來保護開關管，因此在這里沒有設置輸出電壓的限制。在驅動LED時，電路必須工作在恒流控制狀態，根本不會出現過電壓現象，如果輸出端開路（如個別LED開路等），輸出電壓無非與輸入電壓相等，只要接入LED這個電壓就會立即降下來。2．PWM調光現在的白光LED均采用藍光LED涂敷熒光粉產生的“白光”，由于熒光粉被激發所產生的“白光”能量頻譜隨激勵源的功率改變，為了保證白光LED的顯色性不變，需要在調光時LED電流幅值不能變。這樣就不能采用調節輸出電流的方式調光，而需要另尋途徑實現調光。由于LED的響應速度非常快，可以通過改變LED流過電流脈沖的大時間比例控制LED的等效平均值電流來改變LED功率，實現LED調光。在圖5.10電路中，采用外置PWM控制信號驅動晶體管VT4，使得VT4按控制信號導通與關斷，其中輸入高電平為關斷信號，高電平為工作信號，或者說調節控制信號低電平的脈沖寬度實現輸出電流脈沖寬度調節。晶體管VT4接NCP1034的軟啟動端。電路的元件明細元件序號數量元件類型參數精度封裝制造商制造商型號R141電阻0R1%1206VishayCRCW12060000Z0EAR111電阻3k31%1206VishayCRCW12063K30FKEAR6,R102電阻3k91%1206VishayCRCW12063K90FKEAR5,R152電阻4k71%1206VishayCRCW12064K70FKEAR81電阻9k11%1206VishayCRCW12069K10FKEAR2,R4,R9,R174電阻10k1%1206VishayCRCW120610K0FKEA電路的元件明細R1,R72電阻22k1%1206VishayCRCW120622K0FKEAR31電阻56k1%1206VishayCRCW120656K0FKEAR161電阻68k1%1206VishayCRCW120668K0FKEAR12A1電阻R241%1206RohmMCR18EZHFLR240R12B1電阻R271%1206RohmMCR18EZHFLR270電路的元件明細C101陶瓷貼片電容器1n10%1206KemetC1206C102K5RACTUC91陶瓷貼片電容器2n210%1206KemetC1206C222K5RACTUC81陶瓷貼片電容器10n10%1206KemetC1206C103K5RACTUYC71陶瓷貼片電容器820p10%1206KemetC1206C821K5RACTUC2,C3,C4,C5,C65陶瓷貼片電容器100n10%1206KemetC1206F104K1RACTU電路的元件明細C111陶瓷貼片電容器1u/50V10%1206TDKC3216X7R1H105KC11陶瓷貼片電容器4u7/100V10%1812UnitedChemi-ConKTS101B475K43N0T00L11SMD電感56u10%13x13CoilcraftMSS1260-563VD11開關二極管MMSD4148SOD123ONSemiconductorMMSD4148T1GVD21穩壓二極管12VMMSZ4699SOD123ONSemiconductorMMSZ4699T1G電路的元件明細VT11NPN小信號晶體管MJD31DPAKONSemiconductorMJD31T4GVF2,VF32N溝道功率MOSFETNTD3055DPAKONSemiconductorNTD3055-150GVT41NPN小信號晶體管BC817SOT-23ONSemiconductorBC81740LT1GIC21雙運算放大器LM358SOIC8ONSemiconductorLM358DR2GIC11帶有同步整流器的PWMICNCP1034SOIC16ONSemiconductorNCP1034DR2G5.2.2測試結果及分析

1．輸出電流特性不同輸入電壓下對輸出電壓即電流的影響

輸出電壓為15V時輸入電壓對輸出電流的影圖中可以看到輸入電壓和輸出電壓的影響即使在共同作用下也不會超過10mA。這對于輸出電流為1300mA來說，變換是很小的，說明恒流控制功能很優異。2．效率分析不同輸入電壓下的電路效率

3．調光特性分析PWM調光脈沖頻率可以選擇200~1000Hz，頻率太低就會出現類似熒光燈用50Hz整流器驅動使得閃爍，但是頻率太高會導致調光范圍過窄。調光信號占空比與輸出電流平均值的關系從圖中看到調光頻率為200Hz的調光范圍和線性度由于調光頻率為1000Hz的調光范圍和線性度。其原因是，PWM的每一次關閉LED不僅要關閉開關管，還要將驅動電路中的電感、輸出濾波電容器的能量釋放，將輸出電壓降低到LED不能工作的水平，由于這些都是能量的交換，需要一定的時間。在圖5.14看到：在200Hz調制頻率下調光有效信號可以從10%到95%。輸出電流的調節范圍可以從0到90%之間的任意值，而且在調光信號占空比在10%~90%范圍內具有很好的線性度；調光頻率為1000Hz時調光信號不能被有效利用，輸出電流開始起調的調光信號占空比為40%。其原因還是調光的開、關需要時間，而隨著頻率的提高這個時間占用調光信號的有用時間的比例變大，從200Hz時的越8%上升到1000Hz的約40%。輸入電壓為48V、10只HBLED串聯條件下200Hz中等占空比調光效果輸入電壓為48V、10只HBLED串聯條件下200Hz高占空比調光效果輸入電壓為48V、10只HBLED串聯條件下200Hz低占空比調光效果輸入電壓為48V、10只HBLED串聯條件下1000Hz中等占空比調光效果輸入電壓為48V、10只HBLED串聯條件下1000Hz高占空比調光效果輸入電壓為48V、10只HBLED串聯條件下1000Hz低占空比調光效果輸入電壓為48V、10只HBLED串聯條件下輸出電壓對調光信號的延遲

5.3遲滯電流控制方式分析IRS2540/1是帶有同步整流器功能、專用于LED驅動IC，其目的就是要盡可能的提高驅動電路的效率，否則LED的高光效的優勢蕩然無存。在實際上，降壓型LED驅動電路僅需要恒流功能而并不需要恒壓功能。而且，這個恒流功能最好是峰值電流型控制方式，這樣會使電路的可靠性更高。但是峰值電流型控制方式存在一個問題，當占空比大于50%后需要斜坡補償才能穩定工作，而斜坡補償與輸出電壓有關，如果輸出電壓不能確定則斜坡補償將無法確定。怎樣既能利用峰值電流的對電流優異的控制性能還不需要斜坡補償將是最理想的。為什么要采用電流遲滯比較控制方式而不采用普通比較器控制方式？如果僅僅是采用普通比較器控制則會出現開關管稍一打開，電感電流即達到開關管管壁電流閾值，愈要馬上關閉開關管；二開關管剛剛關閉，電感電流就會降低到開關管開通電流閾值。于是就會出現開關管剛開通就立即關閉的現象，開關管始終工作在開關狀態，也就是說開關管實際是工作在“放大狀態”，其開關損耗之大可想而知。如果將比較器設計的比較遲滯，就可以比較好的結決問題。峰值電流控制方式中，有一種控制方式是遲滯電流控制方式。遲滯電流控制方式框圖其控制原理為：當電流檢測電阻上的電壓尚未達到比較器輸入高電平閾值前，比較器輸出低電位，經過反相器輸出高電平到驅動電路，經過驅動電路令開關管VF導通。由于輸入電壓高于輸出電壓，兩者電壓差使電感電流上升，也就是輸出電流上升，電流檢測電阻RS電壓上升；由于輸出電流的上升，電流檢測電阻的電壓隨之上升。當電流檢測電阻上電壓達到比較器輸入電壓閾值高電位時，比較器輸出高電壓，經過反相器輸出低電位，最終使得驅動輸出低電平，從而關斷開關管VF，續流二極管VD導通接續電感電流。這時“輸入電壓”為零，低于輸出電壓，因而電感電流下降，對應的電流檢測電阻電壓隨之降低。當電流檢測電阻的電壓開始達到比較器輸入閾值低電位時，比較器輸出高電位時的驅動輸出高電位，從而開通開關管VF。從上述分析開關管的開通期間為輸出電流檢測電阻上的電壓從比較器輸入電壓閾值低電位開始到輸出電流檢測電阻上的電壓從比較器輸入電壓閾值高電位為止；同樣，開關管的關斷期間為輸出電流檢測電阻上的電壓從比較器輸入電壓閾值高電位開始到輸出電流檢測電阻上的電壓從比較器輸入電壓閾值低電位為止。遲滯比較型控制方式的電感電流、比較器輸出級開關管柵—源極電壓波形圖中：ITHH、IAV、ITHL、VCOM、VGS分別為比較器輸入閾值電壓高電平、電感電流平均值（電流檢測電阻上的電壓平均值）、比較器輸入閾值電壓低電平、比較器輸出電壓、開關管柵—源極電壓。也可以采用時間延遲方法實現電流遲滯比較控制方式。時間遲滯控制方式框圖其控制方式為：當電流檢測電阻上的電壓達到比較器基準電壓Vref，比較器將輸出低電位，由于比較器輸出到驅動電路的輸入還需要一個時間延遲環節，因此在比較器輸出電壓從低電平轉換到高電平時開關管仍舊導通，電感電流仍舊上升。只有經過時間延遲tdr后驅動輸出才能變為低電位，開關管VF才能關斷；同理，只有電流檢測電阻的電壓下降到比較器基準電壓后在經過一個時間延遲，開關管VF才能開通。相關波形如圖。采用時間延遲的方法實現電流遲滯控制的相關波形如果為了提高效率，還可以將圖5.24電路中的續流二極管改用開關管，實現同步整流器控制方式。這樣，控制電路就需要高、低邊驅動輸出方式，這樣高、低邊開關管就需要相互之間的死區，這個實際上就是時間延遲。帶有同步整流器的時間遲滯控制框圖在IRS2540中，所采用的遲滯控制是采用了時間遲滯的方法，其原因可能是反正是需要高、低邊的死區時間，索性就拿這個死區時間作為時間延遲就是了，這樣可以簡化比較器（常規比較器所用的晶體管總會比遲滯比較器用得少）。5.4IRS2540的功能分析IRS2540管腳功能描述管腳符號功能1VCC芯片電源2COM芯片參考端（芯片的功率與信號“地”）3IFB電流反饋4ENN輸出過電壓保護（大于2V高邊輸出低電位，低邊輸出高電位）5LO低邊輸出6VS高邊參考端7HO高邊輸出8VB高邊懸浮電源+IRS2540管腳功能原理框圖欠壓鎖定分析在上電過程中，芯片電源電壓未上升到欠壓鎖定的解鎖電壓（典型值9V）時，欠壓鎖定輸出低電位。在這種狀態下高、低邊輸出均為低電位，即高、低邊開關管均處于關斷狀態；當芯片電源電壓上升到欠壓鎖定的解鎖電壓后，欠壓鎖定輸出高電位，電路進入正常工作狀態；當芯片電源供電電壓值下降到欠壓鎖定的鎖定電壓值時，欠壓鎖定動作，將高、低邊輸出鎖定在低電位輸出狀態；要想讓芯片再次工作，需要將芯片電源電壓上升到解鎖電壓值以上。內置基準電壓分析內置基準電壓為輸出過電壓關閉和輸出電流檢測提供電壓基準。為輸出過電壓關斷提供2V的電壓基準，為輸出電流檢測提供0.5V的電壓基準。為輸出過電壓關斷提供的比較高的電壓基準是為了盡可能的降低對電磁干擾的敏感度；而為電流檢測提供的低電壓的電壓基準則是為了盡可能降低輸出電流檢測電阻上的損耗。由于電流檢測電路的阻抗很低，因此對電磁干擾相對不敏感，故可以選擇比較低的基準電壓。20μs定時器的看門狗與1μs脈沖發生器分析由于IRS2540高邊輸出的電源是采用自舉電路的方式獲得，需要在高邊輸出低電位、低邊輸出高電位時高邊自舉電路對“儲能”電容器充電。如果輸出端開路或檢測的負載電流對應的電壓始終低于0.5V，再會出現輸出始終未高電位，即高邊開關管始終導通。這樣，高邊自舉電路就不能對“儲能”電容器充電，而由于高邊始終輸出高電位會消耗掉“儲能”電容器的電荷，導致自舉電源的電壓不足而導致高邊輸出由于自舉電源欠壓而鎖定。為了避免這種狀態的發生，在IRS2540中設置了20μs定時器的看門狗和1μs脈沖發生電路。這樣即使在輸出電流檢測電阻的電壓始終不能達到0.5V時仍可以在每21μs的時間周期內產生一個1μs的脈沖，使得高邊輸出低電位，低邊輸出高電位。也就是低邊開關管導通對高邊自舉電路的“儲能”電容器充電，以確保高邊電路正常工作。各時間延遲分析

高、低邊輸出與電流反饋信號之間的關系從圖中可以看到：從高邊輸出電壓降低到高電平的50%至低邊輸出電壓上升到高電平的50%對應的時間為TD1，對應兩個開關的導通時間間隔，即死區時間，同樣還有死區時間TD2；從IFB（輸出電流反饋）上升到IFBTH值到低邊輸出高電平對應的時間為tLOon，同樣還有tHOon；從IFB上升到IFBTH值到高邊輸出低電平對應的時間為tHOoff，同樣還有tLOoff。5.5應用IRS2540實現直流電供電的高亮度（HB）LED驅動電路不帶有同步整流器的應用IRS2540/1的HBLED驅動電路1．電源旁路與電源濾波各部分元件功能為：電容器C1、C2為電源旁路電容器，與L2構成輸入電源濾波器，抑制由LED驅動電路產生的電磁干擾傳輸到直流電源；2．輸出過電壓保護與PWM調光電阻R1、R2用于檢測輸出是否過電壓為了防止可能的電磁干擾，在R2兩端并聯電容器C5。分得的電壓經過穩壓二極管VD6送IRS2540的ENN端，一旦ENN段的電壓達到并超過2V，則IRS2540的高邊輸被關閉，輸出低電位，關閉高邊的MOSFET，低邊輸出高電位，低邊MOSFET開通。只有ENN端電壓重新降低到2V以下，高、低邊輸出端才能解鎖。由于是作用于負載開路時的輸出過電壓保護，因此一旦出現輸出過電壓必然會造成ENN端電壓明顯高于2V。當輸出開路保護后，盡管電路已經不對輸出供電，但是輸出濾波電容器C8和C6的放電過程輝是電路維持保護狀態一直到ENN端電壓下降到2V以下，如圖。輸出開路保護相關的波形圖中，一旦輸出開路，只要高邊開關導通，輸出電壓很快的上升到明顯高于保護值，迫使高邊開關管經過固有的延時后關斷，使得輸出電壓不再上升。隨著高邊開關管的高邊開關管的關閉，輸出電壓開始通過以R1、R2為主的“負載”放電，這個放電過程遠遠長于高邊開關管的導通時間。在這個過程中，ENN電壓按RC放電規律下降，當ENN電壓降低到2V時，電路重新開放。由于輸出開路保護的時間遠長于高邊開關的導通時間，因此無需考慮輸出過電壓保護的比較器是否需要遲滯比較器。ENN端的另一個作用就是可以設置外電路控制關閉，如果這個外電路控制信號為PWM信號，則下圖電路就可以實現PWM調光。PWM調光從圖中看到：由于PWM信號直接控制ENN端，加上IRS2540沒有軟啟動過程以及不需要考慮輸出濾波電容器的充放電過程，因此這個PWM控制過程非常干凈利落，比用NCP1043控制軟啟動端的效果好，既可以提高PWM的頻率降低又PWM調光可能出現的閃爍效應。3．芯片電源與高邊驅動自舉電源的獲得芯片的供電是由芯片內置微功耗啟動電路啟動，一旦電路工作，輸出電壓建立，就會有輸出電壓通過二極管VD4和電阻R4向芯片供電。高邊驅動自舉電源首先是輸入電源通過電阻R6對高邊驅動自舉電源的自舉電容器充電，芯片工作后，VCC通過二極管VD3向自舉電容器充電，只要低邊開關管導通就會具有這一功能。為了防止輸出電流檢測電阻的電壓始終低于0.5V，IRS2540設置了20μs定時器和1μs脈沖產生的辦法令低邊開關管每隔21μs產生一個低邊開關管驅動信號，令低邊開關管導通1μs為高邊驅動電路的自舉電容器充電，如圖。20μs定時器和1μs脈沖產生4．輸出電流的檢測與反饋輸出電流經過電阻R9轉換成電壓，這個電壓經過R5、C6的低通濾波電路送IRS2540的IEB端。如果僅從IRS2540的原理框圖看，電流控制方式為峰值電流型，但是電流檢測是在負載回路中，這時的電流已經非常平滑，因此實際檢測到的電流近似為平均值，因此有的文獻也稱之為平均電流性控制模式。元件明細

元件序號元件數元件名稱及參數型號制造商C31電解

電容

10μF,25VUVZ1E100MDDNichiconC11電容,100nF,200VMKP10BCBCComponentsC4，C5，C73電容,100nF,50VVJ0805Y104KXATW1BCBCComponentsC81電容,33μF,100VUVZ2A330MPDNichiconC61電容,1nF,50V,0805VJ0805Y102KXACW1BCBCComponentsC21電解

Cap,47μF,200VEEU-EB2W470PanasonicVD31超快二極管,200V,1AMURS120DICTDigi-keyVD2，VD424148二極管LL4148DiodesIncVD11Diode400V,8A,TO-2208ETU04IRVD51穩壓二極管

14V,0.5WZMM5244B-7DiodesIncVD61穩壓二極管

7.5V,0.5WZMM5236B-7DiodesIncL11電感

470μHIL0503213101VOGTL21電感

470μHIL0503213101VOGTR71電阻10Ω,1%MCR10EZHF10R0RohmR91電阻1.43Ω,1%ERJ-8RQFR56VPanasonicR51電阻100Ω,1%,0805MCR10EZHF1000RohmR21電阻390Ω,5%,1/2W,2010ERJ12ZYJ391PanasonicR11電阻2kΩ,5%,1/2W,2010ERJ12ZYJ202PanasonicR41電阻1kΩ,5%,1W5073NW1K000J12AFXPhoenixPassiveR61電阻47kΩ,5%,1W5073NW47K00J12AFXPhoenixPassiveR31電阻56kΩ,5%,1W5073NW56K00J12AFXPhoenixPassiveR81電阻5Ω,5%,1W5073NW5R100J12AFXPhoenixPassiveIC11LEDICIRS2541PBFIRVF11200V,17A,TO-220IRFB17N20DIR6．帶有同步整流器的HBLED驅動電路上圖電路由于沒有低邊開關管，因此20μs定時器以及1μs的脈沖產生也不會發揮作用，因此在輸出檢測電阻上的電壓持續不足0.5V時就會出現高邊驅動自舉電源欠壓保護，從而使電路停止工作。為了防止這類事件發生，最好的解決方法就是將圖5.30中的續流二極管VD1用MOSFET替換，并將低邊MOSFET電路如圖帶有同步整流器的應用IRS2540的HBLED驅動電路7．PWM調制電路

我們知道，PWM一般需要鋸齒波與控制電壓經過比較器比較獲得PWM脈沖。LM393的比較器2將作為PWM比較器，其同相輸入端為控制電壓輸入端，反相輸入端為鋸齒波輸入端，輸出端（管腳7）作為輸出端經過隔離二極管VD將PWM調光信號送IRS2540/1的ENN管腳。鋸齒波的產生有LM393的比較器1實現，如果不去看電容器C1，比較器1是一個方波輸出的多諧振蕩器。為了獲得鋸齒波，在比較器1輸出端與COM端并接一個電容器C1。這實際上是比較器1的輸出端R1、C1充電過程，如果這個電容器的電容量足夠大，由于C1的充電需要R1，而C1的放電則是比較器的輸出晶體管，這樣比較器輸出端電壓上升與下降將會不對稱，形成“鋸齒波”振蕩波形。由于圖中電路的電源應用的VBUS，需要用RS降壓，并且需要VD2的穩壓以及電源旁路電容器C3、C4。5.6應用IRS2541實現交流市電輸入的高亮度（HB）LED驅動電路5.6.1電路分析IRS2540適用于電源電壓200V以下直流輸入或AC110V電壓等級的HBLED驅動電路。對于AC220V輸入則需要IRS2541。選用IRS2541構成的交流通用電壓的HELED驅動電路如圖5.36，這時不帶有同步整流器的。應用IRS2541構成的交流通用電壓的HELED驅動電路帶有同步整流器的應用IRS2541構成的交流通用電壓的HELED驅動電路5.6.2元件明細

元件序號元件數元件名稱及參數型號制造商C31電解

電容

10μF,25VUVZ1E100MDDNichiconC11電容,100nF,400VMKP10BCBCComponentsC4，C5，C73電容,100nF,50VVJ0805Y104KXATW1BCBCComponentsC81電容,33μF,100VUVZ2A330MPDNichiconC61電容,1nF,50V,0805VJ0805Y102KXACW1BCBCComponentsC21電解

Cap,47μF,450VEEU-EB2W470PanasonicVD31超快二極管,600V,1AMURS160DICTDigi-keyVD2，VD424148二極管LL4148DiodesIncVD11二極管400V,8A,TO-2208ETU04IRVD51穩壓二極管

14V,0.5WZMM5244B-7DiodesIncVD61穩壓二極管

7.5V,0.5WZMM5236B-7DiodesIncL11電感

470μHIL0503213101VOGTR71電阻10Ω,1%MCR10EZHF10R0RohmR91電阻1.43Ω,1%ERJ-8RQFR56VPanasonicR51電阻100Ω,1%,0805MCR10EZHF1000RohmR21電阻390Ω,5%,1/2W,2010ERJ12ZYJ391PanasonicR11電阻2kΩ,5%,1/2W,2010ERJ12ZYJ202PanasonicR41電阻1kΩ,5%,1W5073NW1K000J12AFXPhoenixPassiveR61電阻47kΩ,5%,1W5073NW47K00J12AFXPhoenixPassiveR31電阻56kΩ,5%,1W5073NW56K