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學生姓名:***

學科專業:電氣工程及其自動化

指導教師:***

摘要

近年來，應用模電技術開發的電源在性能、質量和功能上無法滿足人們的使用要求，但由于世界經濟和部分行業的快速發展，變頻電源的使用又十分的廣泛，這使得有關行業的發展和技術進步受到了嚴重的影響。所以，對于更好的變頻電源的研究有著極為重要的意義。

本文提出了基于DSP空間矢量變頻電源，這種電源不僅可以降低電路的難易程度，而且還十分經濟，性能上也十分可靠。為實現智能數字化的變頻電源，本文以TMS320F2812芯片產生的脈寬調制的波形，該波再通過放大，然后用于IPM中的IGBT驅動，控制電源輸出的電壓和頻率。

本文是以變頻電源的逆變輸出和數字控制方式為研究重點，先是對變頻電源主電路的設計，逆變輸出采用IPM模塊，再是設計基于DSP的控制系統硬件電路，脈寬調制接口電路，A/D轉換電路。最后，在完成整體的軟件規劃和設計流程。

該電源的性能、質量和功能均可達到人們的使用需求且不影響對其本身的系統升級。且非常的經濟實用，大小、質量和消耗都極低，具備較高的安全性和可靠性。

設計中，參考了許多國內外資料，數字信號處理的變頻電源的設計都是在此基礎上進行的，各個部分的電路都十分縝密，性能、質量和功能都達到了預期的目標。

關鍵詞:變頻電源；DSP；空間矢量；脈寬調制技術；數字信號處理

Abstract

Inrecentyears,applicationofanalogelectronictechnologydevelopmentpowerintheperformance,qualityandfunctionofunabletomeettherequirementsofpeople,butduetotherapiddevelopmentofworldeconomyandinsomeindustries,theuseofvariablefrequencypowersupplyandisverywidely,whichmakestheindustrydevelopmentandtechnologicalprogressbytheseriousimpact.So,theresearchonthebetterfrequencyconversionpowersupplyhasaveryimportantsignificance.

Inthispaper,basedontheDSPspacevectorfrequencyconversionpowersupply,thiskindofpowersupplycannotonlyreducethedifficultyofthecircuit,butalsoveryeconomicalandreliableperformance.Inordertorealizetheintelligentdigitalfrequencyconversionpowersupply,thispaperusesthepulsewidthmodulatedwaveformgeneratedbytheTMS320F2812chip,whichcanthenbeamplified,thenusedfortheIGBTdriverinIPMtocontroltheoutputvoltageandfrequencyofthepowersupply.

Thispaperisinfrequencyconversionpowersupplyinverteroutputanddigitalcontrolmodeisthefocusoftheresearch,firstdesignofthemaincircuitofinverterpowersupply,inverteroutputtheIPMmodule,thendesignthehardwarecircuitofcontrolsystembasedonDSP,thepulsewidthmodulationcircuit,a/Dconversioncircuit.Finally,inthecompletionoftheoverallsoftwareplanninganddesignprocess.

Theperformance,qualityandfunctionofthepowersupplycanmeettheneedsofpeopleanddonotaffectthesystemupgradeofthepowersupply.Andveryeconomicandpractical,size,qualityandconsumptionareverylow,withhighsecurityandreliability.

Design,withreferencetothemanydomesticandforeignmaterials,thedesignofvariablefrequencypowersupplyofdigitalsignalprocessingiscarriedoutonthebasisof,eachpartofthecircuitareverycareful,performance,qualityandfunctionreachedexpectedgoal.

Keywords：frequencyconversionpowersupply，DSP，spacevector，pulsewidthmodulationtechnology，digitalsignalprocessing

目錄

第一章緒論

1.1本課題提出的背景

變頻是把交流電的頻率進行改變，是交流與交流之間的變換。利用這種方式實現交流電壓或電流的頻率變換。

變頻廣泛應用于交流電機調速和供電電源頻率的變換。實際上變頻就是通過大功率電子器件將220V/50Hz的市電變為用戶想要的電源。其主電路一般是交-直-交變換，即先將交流的市電整流成直流，再將直流逆變成所需要頻率的交流，其中直流變交流的過程就是逆變。其實很多變換最后都要演變到逆變上，而且逆變是核心應用技術，變頻更是離不開逆變。總之，變頻技術應用十分廣泛，它不僅促進了其他技術的進步，其他技術的進步也帶動了變頻技術的發展[1][2]。

1.2變頻電源概述

變頻電源是一種輸出正弦波的交流電源，他能夠按照需求對輸出電源的電壓和頻率進行改變。因此對SPWM變頻的使用較多，特別在不間斷電源方面投入十分廣泛。在控制上使用模擬電路或單片機，電力電子器件多用IGBT。

1.3變頻電源技術的發展

變頻電源要求高精度穩壓、穩頻，并要求波形品質好;電源按頻率分為兩大類，工頻電源和中頻電源;按電源輸出相數有單相和三相之分。一般工頻電源三相容量10-600kVA,400Hz中頻電源三相容量30-90kVA;穩壓精度1%，穩頻精度0.1%，波形失真小于3%，能適應各種負載。同時特殊行業應用的有郵電通訊專用逆變電源，電力系統、發電廠專用逆變電源，車載船載逆變電源，太陽能及風力發電系統專用逆變電源等。

變頻電源作為逆變電源的一個分支，它的技術發展歷程是和逆變電源技術發展相一致的。逆變技術的發展大致也可分為以下幾個階段:

上世紀50年代是逆變電源技術的創建時期，主要在歐美和日本等國，隨著晶閘管、晶體管技術和產品的發展，晶閘管電源、晶體管電源等得到迅速發展，占據了逆變電源市場的統治地位。

后來，全控功率器件的出現促進了逆變電源技術的極大發展，地域空間也發展了。GTO可使兆瓦級的逆變電源設計簡化，可取代需要強迫換流的晶閘憐，目前仍在電源中廣泛應用。功率MOSFET的出現，構成了高頻電力電子技術，開關頻率可達100kHz以上，并可并聯大電流輸出。IGBT是MOS輸入、雙極性輸出的復合型功率器件，工作頻率與GTR相當，其電壓定額較高。

進入二十一世紀，隨著新型功率器件的出現，集成脈寬調制(PWM)電路、各種各樣的零電壓、零電流變換的拓撲電路得到廣泛應用，還有結合單片機、DSP，ARM等智能芯片。電源產品更加小型化、集成化、智能化。

中國變頻電源產業的發展雖然只有十幾年的歷史，但成績喜人;無論是逆變電源技術，還是產業的規模，都發展到前所未有的階段，成為社會各界關注的一個新興行業。和國外產品相比，性能指標還存在著相當大的差距;在技術上還處于模仿吸收階段。國內大部分產品還是采用純模擬電路，集成度很低，電源產品的數字化進程才剛剛開始，嚴重滯后市場的需求。

變頻調壓電源的發展趨勢關鍵在于它的創新性，目前電源技術的創新主要有以下幾方面。

1、高頻變換是電源技術發展的主流

電源技術的精髓是電能變換，即利用電能變換技術，將市電或電池等一次電源變換成適用于各種用電對象的二次電源。開關電源在電源技術中占有重要地位，從20kHz發展到高穩定度、大容量、小體積、開關頻率達到兆赫級的高頻開關電源，為高頻變換提供了物質基礎，促進了現代電源技術的繁榮和發展。高頻化帶來的最直接的好處是降低原材料消耗，電源裝置小型化，加快系統的動態反應，進一步提高電源裝置的效率，有效抑制環境噪聲污染，并使電源進入更廣闊的領域，特別是高新技術領域。

2、新理論、新技術的指導

諧振變換、移相諧振、零開關PWM、零過渡PWM等電路拓撲理論；功率因數校正、有源箱位、并聯均流、同步整流、高頻磁放大器、高速編程、遙感遙控、微機監控等新技術，指導了現代電源技術的發展。

3、新器件、新材料的支撐

絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）、功率場效應晶體管(MOSFET)、智能IGBT功率模塊(IPM),MOS柵控晶閘管(MCT)、靜電感應晶體管(SIT)、超快恢復二極管、無感電容器、無感電阻器、新型鐵氧體、非晶和微晶軟磁合金、納米晶軟磁合金等元器件，裝備了現代電源技術，促進產品升級換代。

4、控制的智能化

控制電路、驅動電路、保護電路采用集成組件。控制電路采用全數字化。控制手段用微處理器和單片機等組成的軟件控制方式，達到了較高的智能化程度，并且進一步提高了電源設備的可靠性。

5、電源電路的模塊化、集成化

電源技術發展的特點是電源電路的模塊化、集成化。單片電源和模塊電源取代整機電源，功率集成技術簡化了電源的結構，已經在通訊、電力獲得廣泛應用，并且派生出新的供電休制一分布式供電，使集中供電單一體制走向多元化[3][4]。

1.4本課題研究的內容

目前變頻電源的安全性和可靠性都比較差，大多是因為利用模擬或單片機操控，所以本設計將整體改進變頻電源的所有電路，達到變頻電源通過數字操控，從整體上提升電源的機能。因此本文的主要研究包括以下幾個方面:

1、考慮變頻電源的整個布局和運轉原理，設計主要整個電路，推算與之相對的主電路參數，以及進行主要元件型號的選取等;

2、對空間電壓矢量控制算法進行分析及軟硬件完成，設計將通常應用于電機控制的空間電壓矢量算法應用于變頻電源逆變輸出控制中去，結合PI調節器，計劃出適合的操作系統;

3、基于TMS320F2812設計相應的系統控制和外圍電路，并進行軟硬件調試實驗;

本課題研究的變頻電源軟硬件平臺的構建都是在上述設計中的性能要求實現的。

第二章基于DSP的數字化控制技術

2.1數字控制與模擬控制

信號的處理階段就是對其篩選和重組，從而獲取我們想要的信號。為此，就要設計信號與信號之間的傳遞函數，其實現方法分兩種:模擬方式和數字方式。模擬方式需要電容、電阻、運算放大器來實現濾波和控制等，數字方式是先進行模數轉換，然后進行數模轉換。

大部分電路控制運用的是MCS，目前MCS早就十分成熟。然而，MCS仍有一定的不足:生產成本高，電源大小及質量較大等。元件的老化和易受環境影響等都會關系到系統的穩定性。

雖然使用MCS集成芯片可以使系統變得簡單，但還需要外加許多模擬元件。每一個元件都會產生或多或少的誤差，數量增多誤差也會增加，從而導致系統的性能下降。其余，由于MCS的功耗很高，很難大范圍集成，專用MCS芯片的集成度基本上不易做大。由于投入的是MCS，所以專用芯片的控制依然遲鈍，想達到預想的算法十分麻煩。

對每一個投入MCS的電路，它的控制系統都需要特意的研究。只要系統一升級，都得重新研究。對模擬控制系統來說，監控性能也非常差。目前變頻調壓電源絕大多數都是采用的純模擬電路。

數字信號處理器相比于微控制器，有著更快的速度，可以實現高密度計算控制算法，并且需要的輔助電路少，這不僅僅降低了成本，還減小了電源的質量與體積。以前DSP的價格十分十分昂貴，但是隨著芯片技術的發展，高性能、低價格的芯片不斷出現。人們完全可已用它來代替模擬控制。

基于DSP芯片的數字信號處理控制系統，與傳統的模擬控制系統相比，其具有以下優點：

1、高度集成化。集數字濾波、A/D、ROM、RAM、FLASH等和DSP內核于一體，組成模擬數字DSP芯片。有效減小系統的器件數量和體積重量。

2、邏輯、控制、運算可編程化。DSP系統中的可編程功能可使設計人員在開發過程中靈活方便的對軟件進行修改和升一級，智能化程度也能提高。

3、復雜算法的實現。利用DSP芯片的高處理能力，DSP控制器可以實現實時的，傳統的模擬方法不能實現的一些復雜控制算法，如PID控制、模糊控制、自適應控制以及快速傅立葉變換(FFT)等。這樣能大大提高系統的性能。

4、可重復性好。模擬系統的性能受元器件參數性能影響比較大，而數字系統基本不受影響，因此數字系統便于測試、調試和大規模生產。

5、穩定性好。DSP系統以數字處理為基礎，受環境溫度和噪聲影響小，可靠性高。模擬電路易受元器件長期老化和溫漂的影響。

6、精度高。如定點32位DSP芯片，運算精度可達10-32，浮點DSP精度更高。易于提高整機性能。

7、接口方便。DSP系統與其他以現代數字技術為基礎的系統或設備都是相互兼容的，與這樣的系統接口以實現某種功能要比模擬系統與這些系統接口要容易得多。

8、低功耗、低電壓。DSP采用先進的CMOS工藝，與模擬系統相比，其需要的功率和電壓更低[5][6]。

2.2數字信號處理器(DSP)概述

DSP芯片，又稱為數字信號處理器，是一種特別適合于進行數字信號處理的微處理器，DSP芯片集成高速乘法器，具有多組內部總線，能夠進行快速乘法和加法運算，是適用于高速數字信號處理的單片計算機，這種器件常常被稱為單片數字信號處理器[7][8]。

2.3主控芯片TMS320F2812介紹

單個TMS320F2812芯片有18kRAM,128kFLASH,16通道的PWM,16通道12位ADC,3個定時器，串行口有CAN,McBSP,SPI,2個SCI，充分保證了通訊的方便。

芯片資源非常豐富，可大大簡化外圍電路設計。圖2-1是DSPTMS320F2812功能結構圖，下面針對TMS320F2812結構及其具體應用，簡單的介紹一下它的主要特點。

其主要資源和性能性標如下:

1、高主頻，即150MHz的主頻(時鐘周期僅為6.67ns)。

2、低功耗，1.8V和3.3V供電(核心電壓1.8V，I/O電壓3.3V).

3,128k內部FLASH,18k內部SARAM，可外擴一1M存儲器。存儲器是統一編址的，其尋址空間達4M。

4、中斷資源豐富，可支持45個外設級中斷和3個外部中斷。提取中斷向量和保存現場只需9個時鐘周期，響應迅速。

5、擁有兩個事件管理器EVA和EVB，控制更加靈活。

6、擁有兩個SCI口和一個SPI口，增加了數據緩存功能;傳輸頻率可達MHz數量級。此外串行通訊模塊還包括增強的eCAN總線和新增的McBSP，能滿足多種通訊的需要。

7、16個通道的12位A/D接口可靈活設置采樣方式。

8、可使用多達56個可編程且可復用的I/O口。

9、擁有三個系統級定時器和兩個屬于事件管理器的定時器[7]。

圖2-1DSPTMS320F2812功能結構圖

由此可知，該芯片十分有利于課題中變頻電源的控制電路研制，因此本文最終選用了此芯片。

第三章SVPWM原理分析

3.1SVPWM調制技術概述

1987年日本的GIFU大學的YoshihiroMurai教授在IEEE上發表《全數字化逆變器的新型PWM方法》一文，由此標志著SVPWM調制技術的正式問世[9]。

1992年，YoshihiroMurai教授在IEEE上發表《感應電動機中減少諧波的高頻劈零矢量Pwm》。在SVPWM高頻調制中，YoshihiroMurai教授引入劈零矢量，減少了電流諧波，使得在低頻時電動機運作得更加平滑。其原理就是在SVPWM調制中均勻的插入零矢量，使得等待時間變得更加均勻，從而減少了電流的高次諧波，使電動機的脈動轉矩也更小。由于大量的零矢量的插入需要更多的元件開關次數來實現，所以命名為高頻劈零矢量[10]。

考慮到算法的實時性要求、三角載波的產生、時間的比較、死區的設定、安全性等因素，所以現在普通的SPWM產生都有專門的硬件支持來實現，如INTEL公司的196MC系列單片機。對于SVPWM調制尤其要考慮其特殊的時間比較方式，故有專門的硬件支持來實現的才是最佳方案。在這方面德州儀器(TI)公司推出的TMS320C/F24X及后來的28X都專門設置了空間矢量狀態機這一系統，使得實現變得很容易[11-17]。

3.2SPWM與SVPWM調制技術的比較

SPWM原理:正弦PWM的信號波為正弦波，就是正弦波等效成一系列等幅不等寬的矩形脈沖波形，其脈沖寬度是由正弦波和三角波自然相交生成的。正弦波波形產生的方法有很多種，但較典型的主要有對稱規則采樣法、不對稱規則采樣法和平均對稱規則采樣法三種。第一種方法由于生成的PWM脈寬偏小，所以變頻器的輸出電壓達不到直流側電壓的1倍;第二種方法在一個載波周期里要采樣兩次正弦波，顯然輸出電壓高于前者，但對于微處理器來說，增加了數據處理量當載波頻率較高時，對微機的要求較高;第三種方法應用最為廣泛的，它兼顧了前兩種方法的優點。SPWM雖然可以得到三相正弦電壓，但直流側的電壓利用率較低，最大是直流側電壓的0.866倍，這是此方法的最大的缺點[18]。

SVPWM原理:電壓空間矢量PWM(SVPWM)的出發點與SPWM不同，SPWM調制是從三相交流電源出發，其著眼點是如何生成一個可以調壓調頻的二相對稱正弦電源。而SVPWM是將逆變器和電動機看成一個整體，用八個基本電壓矢量合成期望的電壓矢量，建立逆變器功率器件的開關狀態，并依據電機磁鏈和電壓的關系，從而實現對電動機恒磁通變壓變頻調速。若忽略定子電阻壓降，當定子繞組施加理想的正弦電壓時，由于電壓空間矢量為等幅的旋轉矢量，故氣隙磁通以恒定的角速度旋轉，軌跡為圓形。SVPWM比SPWM的電壓利用率高15%,這是兩者最大的區別，但兩者并不是孤立的調制方式，典型的SVPWM是一種在SPWM的相調制波中加入了零序分量后進行規則采樣得到的結果，因此SVPVVM有對應SPWM的形式。反之，一些性能優越的SPWM方式也可以找到對應的SVPWM算法，所以兩者在諧波的大致方向上是一致的，只不過SPWM易于硬件電路實現，而SVPWM更適合于數字化控制系統[19]。

3.3SVPWM調制原理與實現方法

空間電壓矢量脈寬調制(SVPWM)功能的原則是基于電流矢量的最大偏差盡可能地小，且每一橋臂的開關頻率最小，以減少開關損耗。它是從電機的角度出發，著眼于如何利用空間電壓矢量脈寬調制((SVPWM)信號，使電機獲得幅值恒定的圓形磁場。按平行四邊形法則，利用8個基本矢量合成任意角度和模長的等效合成矢量，這樣逆變器的輸出電壓為一系列等幅不等寬的脈沖波，形成了電壓空間矢量控制的PWM逆變器。通過矢量分解，求出任意一個電壓空間矢量在相鄰的3個理想開關狀態矢量(包括零矢量)上的作用時間，便可以形成逼近圓形的旋轉磁場，達到電壓空間矢量脈寬調(SVPWM)信號的目的。SVPWM是SPWM與電機磁鏈圓形軌跡直接結合的一種方法，它超越了常規SPWM的思路從電動機角度出發，直接以電動機磁鏈圓形控制為目的，不僅在控制上與SPWM的效果相同，而且更直觀，物理意義更清晰，用到的數學模型和數字算法均很簡單，便于DSP實時控制，實現起來更方便，另外，SVPWM的輸出最大電壓較常規SPWM高約15.47%。更重要的是無論從直流電壓利用率還是從電動機諧波損耗上看，空間SPWM法都優于常規SPWM[20-25]。

1、電壓矢量與坐標變換

電壓空間矢量是按照電壓所加在繞組的空間位置定義的。電動機的三相定子繞組可以定義一個三相平面靜止坐標系，如圖3-1，這是一個特殊的坐標系，它有三個軸，相互間隔2π/3，分別代表三個相，三相定子相電壓為UA,UB,UC，它們的方向始終在各相的軸線上，大小則隨時間按正弦規律變化。

圖3-1dq坐標系

因此三個相電壓空間矢量相加所形成一個合成電壓空間矢量u是一個以電源角頻率ω速度旋轉的空間電壓矢量。

u=（uAej*0+uBej*x/3+uCe-j*2π/3）(3-1)

同樣也可以定義電流和磁鏈空間矢量I和ψ。因此有:

u=RI+(3-2)

當轉速不是很低時，定子電阻R的壓降相對較小，上式可簡化為

u=(3-3)

式(3-3)說明，電壓空間矢量在磁鏈圓軌跡的切線方向。當磁鏈矢量在空間旋轉一周時，電壓矢量也連續地按磁鏈圓的切線方向運動2π弧度，其運動軌跡與磁鏈圓重合。

在圖3-1中，把空間電壓矢量u在dq坐標系中分別向d軸與q軸投影得到dq坐標:

Vd=[uAsinωt+uBsin（ωt-）+uCsin（ωt+）](3-4)

Vq=[uAcosωt+uBcos（ωt-）+uCcos（ωt+）](3-5)

V0=（uA+uB+uC）(3-6)

其反變換為：

uA=Vdsinωt+Vqcosωt+V0(3-7)

uB=Vdsin（ωt-）+Vqcos（ωt+）(3-8)

uC=Vdsin（ωt+）+Vqcos（ωt-）(3-9)

2、SVPWM調制原理與實現方法

在圖3-2的三相電壓型逆變器結構圖中，同一橋臂的功率管Q1,Q2的導通狀態是相反的，如果將三個橋臂的開關狀態表示成

圖3-2三相逆變橋電路

開關向量[SaSbSc]T，我們只通過上橋臂功率管的開關狀態即可推算出線電壓向量

[VabVbcVca]T及相電壓向量[VaVbVc]T:

Vab1-10Sa

Vbc=Vdc01-1Sb(3-10)

Vca-101Sc

Va2-1-1Sa

Vb=Vdc-12-1Sb(3-11)

Vc-1-12Sc

式中Vdc逆變器的輸入直流電壓。通過坐標變換三相矢量電壓轉換到兩相靜止的(ɑ,β)坐標系下的Vsa和Vsp,變換公式為:

Vsɑ1-1/2-1/2Va

=Vb(3-12)

Vsβ0/2-/2Vc

變換后，對應得到6個相互夾角為600的非零電壓矢量和兩個位于坐標原點的零電壓矢量，其相應的逆變器開關狀態和基本電壓矢量圖如圖3-3所示。

圖3-3基木矢量圖

其反變換為:

Va01Vsα

Vb=/2-1/2=(3-13)

Vc-/2-1/2Vsβ

實現實時產生空間矢量對稱PWM的控制方法，關鍵在于如何實時控制電壓矢量的大小、方位和作用時間。在工程中常用的是矢量合成式SVPWM算法，它把理想磁鏈圓平均分成6個區間，在每個區間里，選擇相鄰的兩個電壓矢量及零矢量，按照伏秒平衡的原則來合成每個扇區內的任意電壓矢量。以合成電壓矢量Uref落在扇區I為例:由

TX(Udc)+TY(+j)(Udc)+O000T0=UrefejθTX(3-14)

可得到:

TX=UrefTsin（-θ）(3-15)

TY=UrefTsinθ(3-16)

T0=TS-TX-TY(3-17)

另外很明顯TX,TY在線性調制區應滿足約束條件:

TX+TY=<TS(3-18)

它決定了直流電壓為Ud時，采用SVPWM調制方式的逆變器提供的最大電壓，將式(3-15)、(3-16)代入(3-18)式得到:

Uref=<=<(3-19)

所以在滿調制時，SVPWM輸出的相電壓基波峰值為Ud/，線電壓基波峰值為Ud，等于直流母線電壓，SVPWM的調制相電壓波形相當于在原正弦波中注入了三角形三次諧波，它的線性工作區直流電壓利用率比常規的規則采樣SPWM高15.47%。能明顯減少逆變器輸出電壓的諧波成分[26]。

隨著參考電壓矢量Ure:的增加，輸出電壓的電壓幅值也線性增加，T。逐漸減小，但要滿足Tx+TY=<Ts及T0=>0，該條件保證了輸出波形無畸變，也限定了SVPWM的最大輸出。對落在任意扇區的輸入矢量Uref也可同理求出。

其算法主要有以下步驟:

(1)判斷矢量Uref所在的扇區:

首先由Uref分解出其在（α，β）坐標系下的分量Vsα和Vsβ，矢量Uref對應的三相電壓矢量分別為Va、Vb、Vc，并定義三個變量A、B、C，由二相/三相坐標變換可得:

Va=Vsβ

Vb=1/2（Vsα-Vsβ）(3-20)

Vc=1/2（-Vsα-Vsβ）

如果Va>0，則A=1，否則A=0;

如果Vb>0，則B=1，否則B=0;

如果Vc>0，則C=1，否則C=0;

則N=4C+2B+A;(3-21)

則可以用式(3-20)及(3-21)計算矢量Uref(Va，Vb，Vc)所在扇區。

因此N與扇區號的對應關系如下表3-1所示:

表3-1扇區確定表

(2)相鄰兩矢量作用時間的確定，計算X，Y，Z，TX，TY值:

X=VsβTS/Ud

Y=（/2Vsβ+3/2Vsα）TS/Ud(3-22)

Z=（/2Vsβ-3/2Vsβ）TS/Ud

則對不同的扇區，Tx，TY按表3-2所示取值。在得知期望電壓Uref(Va，Vb，Vc)所在扇區后，根據此表便可迅速計算出該扇區相鄰兩矢量的作用時間，該方法不必計算θ角，從而避免了一系列三角函數的復雜計算問題。

表3-2Tx，TY賦值表

Tx，TY賦值后，還要對其進行飽和判斷，若Tx+TY>T,則取

Tx=Tx/（Tx+TY）；TY=TY/（Tx+TY）(3-23)

(3)計算矢量切換點Ton1，Ton2，Ton3

定義：

Ta=（T-Tx-TY）/4(3-24)

Tb=Ta+Tx/2(3-25)

Tc=Tb+Tx/2(3-26)

Td=Tc+Tx/2(3-27)

則在不同扇區各矢量的賦值選擇見表3-3所示。

表3-3矢量切換點賦值表

PWM的輸出，根據表3-3及式(3-24),(3-25),(3-26),(3-27)計算出每個采樣周期內各矢量切換點Ton1，Ton2，Ton3后，將他們與一定幅值的二角載波做比較，一旦Tonx(x=1,2,3)與三角載波的值相等時，就改變PWM波形狀態，實現占空比的填寫[27][28]。

第四章變頻調壓電源的硬件電路設計

主電路和控制電路是硬件電路的重要組成部分。其中三相逆變橋電路是主電路中最重要的部分，DSP電路和逆變控制信號SVPWM生成電路是控制電路最重要的部分。其余電路還有輸入整流濾波電路、輸出變壓器隔離電路、電壓電流采樣電路、輸入保護電路、開關量輸入/輸出電路、顯示及按鍵電路、復位電路、仿真接口電路、電源電路、通信電路等。電源整機原理框圖如圖4-1所示。

圖4-1電源整機原理框圖

為了能使系統硬件電路簡單可靠，希望各部分的功能電路能由模塊化的高集成度的電路組成，本電路的逆變功率器件選擇了三菱公司的智能功率模塊IPM，控制電路的芯片選擇了美國TI公司的DSP芯片TMS320F2812芯片，這樣可以使硬件電路簡單可靠。以下將分析各單元電路的原理和電路之間的關系。4.1電源的主電路構成

變頻電源采取的是交一直一交的變換過程，它主要有市電輸入電路、整流濾波電路、逆變電路、變壓隔離濾波電路等。

整流濾波電路是將交流變成直流，本文采用三相橋式不可控整流電路。市電通過空氣開關、EMI濾波器、交流接觸器控制、三相橋式整流電路；經過整流橋輸出的直流脈動電壓，其脈動頻率為交流市電頻率的六倍(300Hz)。為了減少直流脈動，在整流橋的輸出端接以大電容進行濾波，使電壓的大小也基本保持不變，使之成為真正意義上的進入逆變器直流母線的直流電。濾波電容為兩只耐壓較低的電解電容串聯(取值為400V/4700uF)，并加裝了電阻均壓電路(取值為5W/100k)。其電路原理圖如圖4-2所示。

圖4-2電源主電路原理圖

1、EMI輸入濾波器

變頻電源的輸入側為整流電路，它具有非線性特性，因此會產生高次諧波電流，使電網的電壓波形發生畸變;輸出側因功率管開、關所造成的電壓、電流浪涌沖擊會沿變頻電源內部電路傳輸至輸入端，也會產生更高次諧波影響電網。為了抑制這些諧波對電網的影響，在變頻器交流輸入端接入如圖4-3所示的濾波器電路。它能抑制高頻干擾，并能對諧波電流有補償作用[29][30]。

圖4-3輸入濾波器電路

2、輸入保護電路

在輸入側主要增加過壓和欠壓檢測電路。重點是防止意外掉電或者缺相運行引起的功率器件損壞;掉電后，系統電很快消失，而主電路高壓電下降很慢，有可能造成功率器件誤導通而損壞;這時要采取措施將主電路高壓電快速放掉。原理圖見圖4-4所示。

圖4-4輸入過壓欠壓保護電路

4.2基于DSP的控制電路設計

本課題中，變頻電源的控制電路以TMS320F2812作為主控芯片，主要用到DSP芯片的事件管理器、A/D轉換器、部分GPIO端口和SCI接口及CAN口等。

4.2.1以TMS320F2812為核心的控制電路

控制電路是整個電路的主要部件，以TMS320F2812為主的控制電路的主要作用是運行相應的控制策略，并把產生的PWM信號送至主電路的功率元件，實現對功率管的開關的實時控制。再此主要側重講述以TMS320F2812為主的電路設計。基本結構框圖如圖4-5所示，它以高性能數字信號處理芯片為核心，附加事件管理器、I/O端口和A/D轉換器對被測信號進行A/D轉換等外圍設備，運用雙閉環數字PI算法控制的雙極性調制瞬時值反饋技術實現對DC/AC變頻電源的控制[31-34]。

圖4-5控制系統基本結構框圖

TMS320F2812最小系統構成原理圖如圖4-6所示。

TMS320F2812芯片，內含一個基于PLL(鎖相環)的時鐘模塊。此模塊為器件提供所有必須的時鐘信號以及用于低功耗方式輸入控制。基于PLL的時鐘模塊提供了兩種操作模式，即晶振操作模式和外部時鐘源操作模式。當工作在晶振操作模式時，在X1/XCLKIN(振蕩器輸入腳)和X2(振蕩器輸出腳)之間加一個晶體振蕩器來提供一個基準頻率;晶體振蕩器電路大約需要Ims上電并開始產生一個穩定的時鐘。當工作在外部時鐘源操作模式時，可旁路片內振蕩器，不使用晶振，而將外部時鐘信號直接連接至X1/XCLKIN引腳，X2引腳不用。本電路采用的是晶振操作模式。

下面將詳細介紹TMS320F2812系統的外圍電路組成部分。主要介紹以下幾個方面的功能電路。

1,DSP系統++1.8V和++3.3V的電源模塊電路。

2,DSP系統復位電路和EZPROM存儲單元。

3,SVPWM輸出接口電路，它是DSP輸出和IPM驅動接口的橋梁。

4、電壓、電流模擬量輸入采集電路及信號調理電路。以電壓通道為例。

5、外部通訊接口電路，主要有串行通訊接口和CAN通訊接口電路。其中CAN通訊接口可以作為多臺電源并聯使用的控制接口。

圖4-6TMS320F2812系統構成原理圖

4.2.2DSP系統電源模塊

由于TMS320F2812的內核跟TMS320LF24X的內核不同，它比24X對電源的要求更高。因此在設計系統的電源時要注意:(1)芯片的Vio只能為十3.3V，而不是+5V,Vcore只能為+1.8V;(2)在上電的時候，Vio要先上電，要實現后上電Vcore。另外還有5個固定電壓輸出(1.8V、2.5V、2.85V、3.3V和5V)的型號。我們采用的是固定電壓輸出的型號。系統的電源電路圖如4-7所示。

圖4-7系統電源電路圖

4.2.3DSP系統復位電路

復位電路是采用的Xicor的芯片X25045(或.X5045)。X25045是帶有串行E2PROM的CPU監控器。

各位意義如表4-1所列。

表4-1X25045的狀態寄存器位定義

其中，WD1,WD0是看門狗定時時間設置位;BL1、BL0是存儲單元寫保護區設置位;WEL是只讀標志，1表明寫使能開關打開；WIP也是只讀標志，1代表芯片內部正處于寫周期。電復位時，各位都被清零。

4.2.4SVPWM輸出接口電路設計

DSP事件管理器A中的6組PWM輸出端口用于產生逆變橋的6個功率開關管的SVPWM邏輯驅動信號。輸出接口電路設計要進行電平轉換和信號封鎖控制，其中一個半橋的接口電路圖如圖4-8所示。此硬件電路還設計上下橋臂死區設定電路，更可靠的防止IPM直通故障的產生。

圖4-8SVPWM輸出接口

4.2.5模擬量輸入采集電路

模擬量主要有電源6路輸出電壓、電流采集信號。變頻電源的電壓電流信號不直接送到TMS320F2812的A/D輸入端轉換，而要先經電壓、電流互感器將電壓電流降低，再經過信號調理模塊，將信號的最大電壓幅值調整到TMS320F2812的A/D輸入允許的范圍之內((0V—+3Vp-p)，再輸入至，ADC轉換。圖4-13是其中一路輸出電壓信號模數轉換調理電路，電壓經精密電壓互感器降壓和信號調理電路(0P07,C1,R3,R4,R5)，交流零點電位提升(R6,R7)，限幅作用(D3,D4)，限制進入DSP的電壓范圍在0-3V之間。

圖4-13電壓模數轉換調理電路

第五章基于DSP變頻電源的軟件設計

5.1DSP軟件編程的特點

本系統是以高速DSP芯片TMS320F2812為控制核心，它每秒可執行10兆條指令，它幾乎所有的指令都可以在一個6.67ns的單周期內執行完畢，設計軟件時要充分考慮它自身的特點，這樣才能保證軟件的實時性和計算精度。作為一款用于實時性控制的專用的定點芯片，TMS320F2812在編程上有其獨特之處。

CCS2000的編程

為了使用戶可以方便地實現DSP控制系統的開發，德州儀器(TI)公司推出了集成開發環境CCS(CodeComposerStudio)，這個集成開發環境提供了編程環境配置、匯編/C源文件編輯、程序調試、程序分析、程序跟蹤、程序優化等工具。在CCS下編制一個DSP應用程序需要經歷以下步驟:

(1)利用文本編輯器產生滿足匯編器格式要求的匯編語言源程序(*.asm)。

(2)調用匯編器匯編該源文件，如果該源文件中調用了宏，匯編器還會到宏庫(MacroLibrary)中搜索該宏。

(3)匯編之后生成符合公關目標文件格式(COFF,CommonObjectFileFormat)的目標文件，該目標文件也稱為COFF目標文件(*.obj)。

(4)調用鏈接器實現COFF目標文件與其它文件之間的連接，如果包含了運行支持庫和目標文件庫中的文件，則鏈接器將會到相應的庫中搜索所需的文件。

(5)鏈接之后生成可執行的COFF執行文件(*.out)。

(6)將COFF執行文件下載到DSP系列芯片中執行[35]。

5.2控制系統的軟件設計

5.2.1控制系統軟件整體設計

變頻電源的逆變輸出控制系統軟件主要由顯示按鍵程序、數據計算程序、電壓頻率給定、輸出電壓電流采樣處理、矢量變換、PI調節、SVPWM輸出等幾個部分組成。

在定點芯片的軟件設計中，一般采用兩種方式進行軟件設計，一種是直接數量模式，另一種就是采用標么制。采用標么制可以最大可能的避免溢出，擴大精度范圍，但計算量增加。在本控制系統軟件設計中采用了標么制進行TMS320LF2812的軟件設計。當使用標么制以后，逆變器給定的額定電壓值設為1。

整個控制系統的主程序流程圖如下圖5-1所示:

圖5-1_主程序流程圖

定時器下溢中斷子程序主要完成輸出電壓電流瞬時值A/D采樣計算，PI反饋調節，以及PWM輸出控制等。其中輸出控制PWM中斷子程序是控制系統軟件的核心，PWM中斷子程序要實現電壓采樣和測量、根據測量值和原給定值進行矢量變化和計算，進而控制PWM輸出等。PWM中斷子程序流程圖如下圖5-2所示:

圖5-2PWM中斷子程序流程

5.2.2各個功能模塊的實現

1、AD轉換子模塊的實現

TMS320F2812的ADC模塊有16個通道，可配置為兩個獨立的8通道模塊，但只有一個模數轉換器，能實現12位分辨率的模數轉換，在使用時可選擇16個通道的任意一個，由于本系統采樣的是三相正弦對稱輸出電壓，因此只使用兩個通道作為采樣模擬輸入，另一相的電壓值可通過計算求得，模擬輸入電壓0—3V,同時有16個結果寄存器用來保存轉換結果。

A/D轉換的程序流程圖如下圖5-3所示:

圖5-3A/D模塊轉換流程

2、PI調節模塊

理論和實踐證明，在連續控制系統中，對象為一階和二階慣性環節或同時帶有滯后環節時，PI控制是一種比較好的控制方法。PI控制也稱比例積分控制，其中，比例項用于糾正偏差;積分項用于消除系統的穩態誤差，增加系統的穩定性。設計和調整數字PI控制器的任務就是根據被控對象和系統的要求，選擇合適的PI模型，并將此模型用合適的方法離散化，編出程序由計算機實現[36][37]。

模擬PI調節器的表達式如下:

u(t)=Kp（e(t)+）(5-1)

式中:u(t)一調節器的輸出，e(t)一調節器的偏差信號。

因為計算機解決的是數字量，所以要對式(5-1)進行一定的處理。此時積分項可用求和增量的形成來表示:

==T(5-2)

式中:—采樣周期;e(i)—次采樣時的偏差;i—采樣序號

將式(5-1)帶入(5-2)中，即可得到離散的PI表達式:

u(K)=Kp(e(k)+)(5-3)

式中:u(k)—第k次采樣時調節器的輸出。

通常把(5-3)稱為位置型PI控制算式，可以看出，要想計算u(k)的值，要把積分項中的歷次偏差信號e(i)進行相加。這樣，不僅計算繁瑣，而且為保存e(i)還要占很多內存。因此用式（5—3）直接計算很不方便。為此，需要作如下改動。利用遞推得到(k-1)次時表達式:

u(k-1)=Kp(e(k-1)+)(5-4)

用式(5-3)減去式(5-4)，可以得到:

u(k)=u(k一1)+Kp(e(k)一e(k一1))+.Kfe(k)

=U(k-1)+(Kp+Kf)e(k)-Kpe(k-1)(5-5)

式中:Kp一比例系數，Kf一積分系數，Kf=KpT/T1

令K0二Kp+Kf，則有

u(k)=u(k-1)+K0e(k)一Kpe(k-1)(5-6)

由式(5-6)可知，要計算第k次輸出u(k)，只需要知道u(k-1),e(k-1),e(k)即可。根據以上討論數字PI調節器的算法，其實現流程圖如圖5-4所示:

圖5-4PI調節模塊流程圖

3、空間矢量調制(SVPWM)的實現

TMS320F2812為電機控制設計了專門的PWNI生成電路。對于每個EV模塊，與比較單元相關的PWM電路結構使得帶有死區和輸出極性控制的6路PWM輸出的產生成為可能。本節以EVA模塊為例介紹SVPWM在DSP中的實現方法[38][39]。

EVA模塊的PWM硬件電路如下圖5-5所示:

圖5-5EVA模塊的PWM硬件電路

從硬件結構圖中可以看出，PWM控制方式的實現需要由各個特定的寄存器分別控制，其中:

(1)COMCONA[12]決定了PWM的輸出是采樣常規的比較控制方式(含各種PWM控制方式)還是基于硬件配置的空間矢量PWM(SVPWM)模式;

(2)ACTRA[12-15]中設置當前空間矢量和PWM的旋轉方向(僅在采用硬件配置的SVPWM模式時使用);

(3)COMCONA[11-13]控制生成對稱/非對稱的PWM波形;

(4)死區控制寄存器DPTCONA設置相應的死區時間，以控制一對功率簫器件上、下橋臂動作時沒有重疊;

(5)COMCONA[9}控制PWM的輸出狀態，即使能/禁止PWM的輸出，可用于系統出現故障時及時保護;

(6)ACTRA[0-11]配置相應引腳上的PWM輸出方式(高有效/低有效)

(7)三個比較寄存器COMPRx(x=1,2,3)在不同的PWM輸出模式下(常規比較控制模式/硬件SVPWM模式)有不同的配置。

由上面的論述可知，基于TMS320F2812的SVPWM的實現有兩種實現方式，一種是常規比較控制方式，稱為軟件實現方法;另一種是基于硬件配置的SVPWM模式，稱為硬件實現方法[40]。

一、軟件實現方法：

(1)PWM初始化，包括調制頻率的設定、定義比較輸出引腳的輸出方式設置ACTRA[1-11]、禁止SVPWM模式(即將COMCONA[12]置0)、設置CMPRx(x=1,2,3)的重裝入條件、設置通用定時器的計數器模式并啟動定時器。

(2)SVPWM調制方法原理在3.3節中已詳細討論過，每一個PWM中斷中，參照前述算法判斷期望電壓矢量所落在的扇區并確定工作矢量和零矢量的作用時間:按照式(3—23)至式(3—26)確定各矢量切換點時刻并將其量化值分別填入三個比較寄存器CMPRX(x=1,2,3)，其詳細的流程圖如下圖5-6所示:

圖5-6SVPWM子程序流程

(3)在每一個PWM周期中，三個比較寄存器CMPRx(x二1,2,3)分別對應何時開通a,b,c三相。當定時器的計數器與CMPRx(x二1,2,3)的值相匹配時，就會改變空間矢量對應的控制信號的輸出。

軟件方式實現SVPWM輸出扇區T的信號時序如圖5-7所示:

圖5-7軟件方法扇區I的SVPWM信號時序圖

二、硬件實現方式:

利用DSP硬件電路配置實現SVPWM控制的步驟如下:

(1)PWM初始化，包括調制頻率的設定、定義比較輸出引腳的輸出方式設置ACTRA[0-11]，使能比較控制寄存器COMCONA的相應位(即將COMCONA[I]置1)，確定旋轉方向并置位ACTRA[15](0表示順時針旋轉，1表示逆時針旋轉)，設置CMPRX(x=1,2,3)的重裝條件、設置通用定時器的計數模式并啟動定時器。

(2)在每一個PWM中斷中完成:參照前述算法判斷期望電壓矢量所處的扇區并確定相鄰的電壓矢量;設置起始矢量及開關方向到ACTRA[12-14]和ACTRA[15];把0.5T1，和0.5T1+0.5T2分別裝入CMPR1和CMPR2。

(3)在前兩步的基礎上，每個EV模塊的SVPWM硬件將自動完成下面的工作:周期一開始，就根據ACTRA[12-14]中定義的起始矢量設置PWM輸出;在向上計數的過程中，在0.5TI時刻發生第一次匹配(計數器值與CMPRI的值相等)，根據ACTRA[15]定義的旋轉方向，將PWM輸出轉換到相應的相鄰矢量;在0.5T1十0.5T2時刻發生第二次匹配(計數器值與CMPR2的值相等)，將PWM輸出轉換到兩種零矢量的一種;在向下計數的過程中，與前半周對稱輸出PWM波形，圖5-8是第I扇區的硬件實現SVPWM波形圖，其它區域類似。

圖5-8硬件方法扇區I的SVPWIVI信號時序圖

三、軟、硬件實現方式的比較：

軟件實現方式有以下特點:每個PWM周期都以零矢量U0開始和結束，且000和111的持續時間相同;每個PWM橋臂通斷兩次;每個逆變橋臂狀態均改變，所以加入死區后三相電壓仍然平衡，并不影響逆變器線電壓。

硬件SVPWM實現有以下特點:波形是以ACTR[12-14]中設置的矢量開始，并以該矢量結束;有一個橋臂狀態始終不改變，開關次數減少，降低了開關損耗;死區時間不能影響保持常量的橋臂，這將導致輸出電壓含有少量的諧波分量;計算量少，占有CPU時間少。

5.3實驗結果分析

根據現有的試驗手段，首先對軟件進行了仿真調試，然后又進行了軟硬件調試，實現了電源的基本功能。在實驗樣機上，我們對電源逆變環節的SVPWM調制方法做了試驗，采用軟件編程方式構造了SVPWM波驅動輸出。設置開關頻率為12.8kHz，實驗樣機的直流側母線電壓為對380V市電進行整流，約為540V;后級經過IPM高頻逆變，變壓器隔離變壓及電容濾波后，輸出變為中頻正弦波。所帶負載為3kW交流阻性負載。圖5-9是電源帶載時實測的輸出電壓波形。

從示波器上的波形看出，電壓波形質量要優于用SPWM驅動的電源的電壓波形質量。同時，分析實驗結果和測算也表明，在接近滿調制時，輸出線電壓峰值基本上等于直流母線電壓，從而驗證了在SVPWM調制時線電壓利用率高的特點。圖5-9電源帶載時實測的輸出電壓波形

結論

結論:

1、實驗結論和數據證明，采用空間矢量(SVPWM)算法結合PI調節器的控制方式得到電源輸出幅值穩定，三相電壓對稱度高，諧波含量小，說明系統的控制方法切實可行。

2、在變頻電源上進行了SVPWM算法的實驗，實驗證明利用TMS320F2812的事件憐理器模塊進行SVPWM控制十分方便。實驗驗證SVPWM算法電壓利用率高且成本低，在各種電源上具有推廣價值。

展望:

由于有很多資料顯示，本課題研究的內容在UPS等電源上有類似成功的應用，因此我們研究的成果在大部分電源產品上都具有推廣應用意義。

由于本人的能力、條件的限制，有以下幾個方面有待于進一步的研究和實踐:

1、對空間矢量((SVPWM)控制算法數字化實現需進行進丫步優化設計。

2、對于基于DSP的CAN總線的并機技術的實現要進一步進行理論研究探討和實驗測試，提高其并聯控制的可靠性。

3、對于一些更為先進的控制策略，如PID自適應控制、模糊控制、專家系統和神經網絡控制等也是本課題后續的研究方向。

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