1、【Word版本下載可任意編輯】 OFDM的水聲通信系統設計 在接收端，對收到的信號以時間間隔為t 開展采樣，然后開展DFT 變換，就能恢復出原來的復數序列d0 ,d1,-,dN - 1 ,然后經過解載波逆映射，就能恢復出原始的二進制數據。對于IDFT/DFT變換的計算，通常采用技術較為成熟的IFFT/FFT算法來實現,這樣用快速傅里葉算法可以大幅度減少計算量，以提高系統運行效率。 2 基于OFDM 的高速水聲通信 2.1 系統框圖 OFDM水聲通信系統的實現過程如圖1所示。在水聲通信系統的發射端，為了對抗水聲信道由于隨機性和突發性產生的錯誤，首先對輸入的二進制數字信號開展信道卷積編碼和交織處理

2、，然后通過串/并轉換對每個子載波上的數字信號開展載波映射；然后再插入用于信道特性估計的導頻信息；進而通過IFFT變換形成OFDM調制信號；為了更好地對抗水聲信道的多途效應，在形成的OFDM符號后參加大于信道時延的循環前綴，保證接收到的信號不受碼間干擾，保證各子載波之間的正交性；通過D/A 轉換將數字信號轉換為模擬信號，由射頻調制后將信號通過超聲波在水聲信道中開展傳輸。在接收端，則要開展與發送端相反的過程，終恢復出原始數據。 2.2 循環前綴 由于信道會引起碼間干擾（Intersymbol Interfer-ence,ISI）和信道之間干擾的存在，子載波之間正交性就會被破壞，無法在接收端通過FF

3、T將各子載波上的信號分開。雖然通過多載波調制會增強系統抗ISI 的能力，但當前符號仍然后于前一符號的時延產生重疊，從而產生ISI.為了減少ISI對信號的影響，就要在每個符號前面加上保護間隔（Guard Interval,GI）。保護間隔會使得先前符號產生的多途干擾信號在當前符號到達接收機之前消失，從而克服ISI的影響。如果將保護間隔內的信息置為空，則會由于多途傳播的影響，使得各子載波之間失去正交性，從而會導致子載波間干擾（Intercarrier Interference,ICI）。為了消除多途傳播造成的ICI,通過將原來寬度為T 的OFDM 符號周期性擴展，這種采用采用周期擴展信號的保護間隔

4、稱之為循環前綴（Cyclic Prefix,CP）。圖2 為加了循環前綴的一個OFDM符號，是把一個OFDM符號周期后面長度Tg 的部分復制到長度為Tg 的保護間隔中。這樣，只要循環前綴長度大于信道時延就不會造成ISI. 2.3 調制解調方式 OFDM是一種多載波調制方式，每個子載波都可以根據信道的狀況選擇不同的調制方式，當要優先考慮傳輸的可靠性時，就選擇誤碼率較低的調制方式MPSK,如BPSK和QPSK;而要考慮系統傳輸速率時，可以選用頻譜利用率較高的調制方式MQAM,如8QAM和16QAM. 2.4 信道編碼技術 OFDM 技術可以克服多徑時延造成的碼間干擾和頻率性衰減，但是不能解決幅度的

5、平坦型衰落。且在水聲信道上，由于噪聲環境的影響會造成傳輸信號的比特差錯，這都會造成通信的可靠性降低。為了改善通信質量，在系統前端要開展信道編碼。卷積碼由于具有良好的糾錯性能成為本方案的。目前，在許多通信系統中都有應用，（2,1,7）碼是的使用Viterbi譯碼的標準卷積碼，具有使相關通信系統的誤碼率到達，且能克服相位誤差。 2.5 基于導頻的信道估計 由于許多信道不能直接傳送基帶信號，所以為了更好地適應信道，大多數的實際通信系統都要采用調制技術。調制方式不同，對應的解調方式也就不同。主要的解調方式有非相干方式、相干方式及差分編碼時常用的差分相干方式。采用差分相干方式和非相干方式可以防止信道估計

6、，但對于多進制的高速水聲通信來說，開展相干方式解調時需要與發射端同頻同相的載波信息，否則不能正確解調，因此必須開展信道估計，信道估計就可以對有用的數據開展校正。本文采用塊狀導頻插入方式開展信道的估計。 2.6 OFDM參數選擇 在OFDM系統中，需要確定以下參數：保護間隔、符號周期和子載波數量。這些參數取決于所需信道的頻帶寬度、時延擴展和要求的信息傳輸速率。一般按照以下方法確定OFDM系統的各個參數: （1）保護間隔確實定：保護間隔大于信息的時延擴展。 （2）選擇符號周期：一般選擇符號周期長度（不包含保護間隔長度）為保護間隔長度的4倍。 （3）子載波的數量：子載波的數量可以利用-3 dB帶寬除

7、以子載波間隔（即為去掉保護間隔后的符號周期的倒數）得到。還可以利用要求的比特速率除以每個子信道中的比特速率來確定子載波的數量。每個子信道中傳輸的比特速率由調制類型、編碼速率以及符號速率來確定。 本文選用的OFDM參數見表1. 3 通信仿真實驗 為了驗證水聲OFDM 通信系統的性能，本文使用Matlab 7.1 軟件開展算法仿真。仿真時參數如下表1 所示。文中OFDM系統傳輸的信號是通過Matlab生成隨機的二進制數據0和1,首先經過信號的編碼和交織，然后對各子載波開展基帶調制即映射，如圖3所示的星座圖，數據被分配在星座空間的固定位置處，與理論值一致。 映射后對單個的信號開展IFFT 變換，參加

8、循環前綴，這樣就生成了OFDM 符號。信號經過多徑信道，在去掉循環前綴，并對各個符號開展FFT,接收到的數據符號的星座圖見圖4,圖4（a）和圖4（b）分別是子載波為BPSK和8QAM基帶調制時的接收星座圖。由圖可知經過水聲信道后的信號在星座圖中的位置已經完全改變了，則需要開展信道估計才能正確解調出原始數據。 FFT變換后，星座圖已經完全發生變化，數據不能在星座圖中的準確位置處，因此要對數據開展信道估計，圖5是信號經過信道估計后的星座圖，圖5（a）和圖5（b）分別為為BPSK和8QAM下的信道估計后的星座圖。 圖6是OFDM系統在8QAM基帶調制下的誤碼率曲線與單載波在8QAM調制下的誤碼率曲線

9、比較圖，由圖可知在單載波調制下誤碼率很高，信號通過水聲信道的多徑干擾等影響后接收到的信號的錯誤率偏高，而在OFDM通信系統下誤碼率明顯降低，這就可說明OFDM系統具有明顯的抗多徑干擾性能，在增加信噪比后誤碼率會明顯下降，而單載波系統在增加信噪比時，誤碼率也不會降低，可見OFDM系統比單載波系統有明顯的抗多徑干擾的優勢。 子載波解調后，開展解解交織解碼，恢復原始數據，通信誤碼率如圖7所示。圖7（a）為BPSK調制方式下的誤碼率，圖7（b）為8QAM 調制方式下的誤碼率曲線，可以知道BPSK方式下的誤碼率要比8QAM調制方式下的誤碼率要低。則驗證了當需要可靠傳輸性能時選用BPSK調制方式，而當需要高速率時選用頻譜利用率較高的8QAM調制方式。 4 結論 OFDM 是一種適合于多