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7、或IE8預覽本頁，個別文件很大超過5M,請等幾分鐘后再下載!謝謝!電氣自動化畢業論文全文 -畢 業 論 文題 目： 電氣自動化畢業論文 單片開關電源及PCB設計 系： 電氣與信息工程系 電氣工程，電氣自動化，自動化，計算機應用控制畢業設計，畢業論文QQ：405112764 電話 信 聲 明本人聲明：1、本人所呈交的畢業設計（論文）是在老師指導下進行的研究工作及取得的研究成果；2、據查證，除了文中特別加以標注和致謝的地方外，畢業設計（論文）中不包含其他人已經公開發表過的研究成果，也不包含為獲得其他教育機構的學位而使用過的材料；3、我承諾，本人提交的畢業設計（論文）中的所

8、有內容均真實、可信。作者簽名： 日期： 年 月 日目 錄摘 要 IAbstract II第1 章 緒 論 111 概述 112 開關電源的發展簡況 113 開關電源的發展趨勢 2第2章 方案論證 321 概述 322 系統總體框圖 323 工作原理 3231 TOPSwitch-II的結構及工作原理3232 單片開關電源電路基本原理 5第3章 單片開關電源的設計 731 概述 732 單片開關電源參數的設計 733 單片開關電源中電子元器件的選擇 15331 選擇鉗位二極管和阻塞二極管 15332 輸出整流管的選取 18333 輸出濾波電容的選取 19334 反饋電路中整流管的選取 20335

9、 反饋濾波電容的選取 20336 控制端電容及串聯電阻的選擇 20337 TL431型可調式精密并聯穩壓器的選擇 20338 光耦合器的選擇 21339 自恢復保險絲的選擇 23 34 單片開關電源保護電路的設計 24341 輸出過電壓保護電路的設計 24342 輸入欠電壓保護電路的設計 25343 軟啟動電路的設計 26344 電壓及電流控制環電路的設計 26345 無損緩沖電路 28346 采用繼電器保護的限流保護電路 28347 IGBT驅動電路 2935 電磁干擾濾波器的設計 29 351 開關電源電磁干擾產生的機理 30 352 開關電源EMI的特點 30 353 EMI測試技術 3

10、0 354 抑制干擾的措施 31 355 電磁干擾濾波器的構造原理 33 356 電磁干擾濾波器的基本電路及典型應用 33 357 EMI濾波器在開關電源中的應用 34第4章 PCB電磁兼容性設計 3641 概述 3642 PCB上元器件布局 3743 PCB布線 3844 PCB板的地線設計 4645 模擬數字混合線路板的設計4846 PCB設計時的電路措施 49第5章 單片開關電源印制線路板的設計 5151 概述 5152 Protel99簡介 52 53 印制線路板的設計 52531 設計印制線路板的條件 52532 設計印制板的步驟 53533 元件布局 53534 布線 5354 單

11、片開關電源印制線路板的設計 55541 單片開關電源原理總圖 55542 單片開關電源PCB設計圖 55結束語 56參考文獻 57致 謝 59附 錄 60單片開關電源及PCB設計摘 要：電力電子技術已發展成為一門完整的、自成體系的高科技技術，電力電子技術的發展帶動了電源技術的發展，而電源技術的發展有效地促進了電源產業的發展。電源技術主要是為信息產業服務的，信息技術的發展又對電源技術提出了更高的要求，從而促進了電源技術的發展，兩者相輔相成才有了現今蓬勃發展的信息產業和電源產業。從日常生活到最尖端的科學都離不開電源技術的參與和支持，而電源技術和產業對提高一個國家勞動生產率的水平，即提高一個國家單位

12、能耗的產出水平，具有舉足輕重的作用。在這方面我國與世界先進國家的差距很大，作為一個電源工作者，不僅要設計出國際或國內先進的電源，還要考慮到電源的適應性以及電源的成本。只有具有先進性能的電源，加上合理的制作成本，才能使我國的電源產業趕超發達國家。這里著重介紹了基于TOP252Y的單片開關電源，通過運用先進的電力電子技術等技術，實現了將普通市電轉化為穩定地電壓電流輸出。首先介紹開關電源的含義，開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制（PWM）控制IC和MOSFET構成。隨著各種各樣電器的出現以及升級，它們都需要一個穩

13、定的電源，本文系統介紹了一種較為實惠又很先進的穩壓穩流輸出單片開關電源。關鍵詞：單片開關電源; 反激式；脈寬調制。The design of Single-chip Switching Power Supply and its PCB Abstract：Electric and electronic technology has already developed into an intact high science, the development of electric and electronic technology has driven the development of the

14、 technology of the power supply, and the development of power technology has promoted the development of industry of the power supply effectively. The technology of the power mainly serves information industry, the development of the information technology has put forward higher request to the power

15、 supply, thus promoted the development of technology of the power supply, and it just had the vigorous information industry and power industry now. Cant do without the participation and support of the technology of the power from daily life to most advanced science, and the power technology and the

16、power industry have very important function in raising the level of a countrys labor productivity, namely improve an output level of national units energy consumption. In this respect, our country and developed country have very great disparity. As a power worker, not only design the international o

17、r domestic advanced power supply, but also consider the adaptability and cost of the power supply. Only the advanced and low-priced power supply could make the power industry of our country catch up with the developed country. Here, I will introduce the Single-Chip Switching Power Supply which based

18、 on the TOP252Y, by using the technology, such as advanced electric and electronic technology, it turns the ordinary electricity into the steadily voltage and current output. At first, I will introduce the meaning of the Switch Mode Power Supply, the Switch Mode Power Supply is a Power supply which

19、utilizing modern electric and electronic technology, controlling the time rate of the ON /OFF of the switch transistor, and keeping the voltage output steadily, the switch power is generally made up with PWM IC and MOSFET 20. With the appearance and upgrading of various electric apparatuses, all of

20、them need one steady power supply, this text systematically introduces a kind of more advanced and very more low-priced single slice of Switch Mode Power Supply which has steadily voltage and current output. Key words: single-chip switching power supply; flyback; PWM.第1章 緒論1.1 概述電源歷來是各種電子設備中不可缺少的組成部

21、分，其性能優劣直接關系到電子設備的技術指標及能否安全可靠地工作。開關電源（Switching Power Supply）自問世以來，就以其穩定、高效、節能等優良性能而成為穩壓電源的主要產品。而高度集成化的單片開關電源，更是因其高性價比、簡單的外圍電路、小體積與重量和無工頻變壓器隔離方式等優勢而成為穩壓電源中的佼佼者，是設計開發各種高效率中、小功率開關電源的優勢器件。隨著生產、生活中自動化程度的不斷提高，開關電源也朝著智能化方向發展，由微控制器控制的開關電源將單片開關電源與單片機控制相結合，更加體現了開關電源的可靠性和靈活性。在21世紀，隨著各種不同的單片開關電源芯片及其電路拓撲的應用和推廣，單

22、片開關電源越來越體現出巨大的實用價值和美好前景。1.2 開關電源的發展簡況開關電源被譽為高效節能電源，它代表著穩壓電源的發展方向，現已成為穩壓電源的主流產品。近20多年來，集成開關電源沿著下述兩個方向不斷發展。第一個方向是對開關電源的核心單元控制電路實現集成化。1997年國外首先研制成脈寬調制（PWM）控制器集成電路，美國摩托羅拉公司、硅通用公司（Silicon General）、尤尼特德公司（Unitrode）等相繼推出一批PWM芯片，典型產品有MC3520、SG3524、UC3842。90年代以來，國外又研制出開關頻率達1MHz的高速PWM、PFM（脈沖頻率調制）芯片，典型產品如UC182

23、5、UC1864。第二個方向則是對中，小功率開關電源實現單片集成化。這大致分兩個階段：80年代初意法半導體有限公司（SGSThomson）率先推出L4960系列單片開關式穩壓器。該公司于90年代又推出了L4970A系列。其特點是將脈寬調制器、功率輸出級、保護電路等集成在一個芯片中，使用時需配工頻變壓器與電網隔離，適于制作低壓輸出（5.140V）、大中功率（400W以下）、大電流（1.5A10A）、高效率（可超過90%）的開關電源。但從本質上講，它仍屬DC/DC電源變換器17。1994年，美國PI公司在世界上首先研制成功三端隔離式脈寬調制型單片開關電源，被人們譽為“頂級開關電源”。其第一代產品為

24、TOPSwitch系列，第二代產品則是1997年問世的TOPSwitch-II系列。該公司于1998年又推出了高效、小功率、低價格的四端單片開關電源TinySwitch系列。在這之后，Motorola公司于1999年又推出MC33370系列五端單片開關電源，亦稱高壓功率開關調節器（High Voltage Power Switching Regulator）。目前，單片開關電源已形成四大系列、近70種型號的產品。1.3 開關電源的發展趨勢1955年美國羅耶（GHRoger)發明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，是實現高頻轉換控制電路的開端，1957年美國查賽（Jen Sen)發明了自激式

25、推挽雙變壓器，1964年美國科學家們提出取消工頻變壓器的串聯開關電源的設想，這對電源向體積和重量的下降獲得了一條根本的途徑。到了1969年由于大功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復時間的縮短等元器件改善，終于做成了25千赫的開關電源。目前，開關電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于以電子計算機為主導的各種終端設備、通信設備等幾乎所有的電子設備，是當今電子信息產業飛速發展不可缺少的一種電源方式。目前市場上出售的開關電源中采用雙極性晶體管制成的100kHz、用MOSFET制成的500kHz電源，雖已實用化，但其頻率有待進一步提高。要提高開關頻率，就要減少開關損耗，而要減少開關損耗，就需要有高

26、速開關元器件。然而，開關速度提高后，會受電路中分布電感和電容或二極管中存儲電荷的影響而產生浪涌或噪聲。這樣，不僅會影響周圍電子設備，還會大大降低電源本身的可靠性。其中，為防止隨開關啟-閉所發生的電壓浪涌，可采用R-C或L-C緩沖器，而對由二極管存儲電荷所致的電流浪涌可采用非晶態等磁芯制成的磁緩沖器。不過，對1MHz以上的高頻，要采用諧振電路，以使開關上的電壓或通過開關的電流呈正弦波，這樣既可減少開關損耗，同時也可控制浪涌的發生。這種開關方式稱為諧振式開關。 目前對這種開關電源的研究很活躍，因為采用這種方式不需要大幅度提高開關速度就可以在理論上把開關損耗降到零，而且噪聲也小，可望成為開關電源高頻

27、化的一種主要方式。當前，世界上許多國家都在致力于數兆Hz的變換器的實用化研究。我們這次畢業設計主要是研究TOPSwitch-II開關電源以及相關的PCB設計制作，力圖使電路簡單且易于調試，盡最大可能的方便用戶的使用。在本次設計中，我們要掌握電路設計的基本方法和步驟，學會用計算機專用軟件（Protel99）繪制電路原理圖和設計制作印制線路板圖，掌握標準化制圖的基本規則，將理論和實踐相結合，提高獨立分析能力和解決問題的能力，為我們畢業后走上工作崗位打下一個良好的基礎。第2章 方案論證2.1 概述整個系統以TOPSwitch-II芯片為核心，順序流程連接各個功能模塊，完成了將普通市電轉化成所需要的穩

28、定電流和電壓。2.2 系統總體框圖圖2.1 系統總體框圖圖2.1是本開關電源結構框圖，圖中顯示了主要電路模塊，其中開關占空比控制電路是基于TOPSwitch-II型芯片的控制電路1。2.3 工作原理2.3.1 TOPSwitch-II的結構及工作原理TOPSwitch-II器件為三端隔離反激式脈寬調制單片開關電源集成電路，但與其第一代產品相比，它不僅在性能上有進一步改進，而且輸出功率有顯著提高，現已成為國際上開發中、小功率開關電源及電源模塊的優選集成電路。TOPSwitch-II的管教排列圖如圖2.2所示，它有三種封裝形式。其中TO-220封裝自帶小散熱片，屬典型的三端器件，本文主要采用此種封

29、裝形式的芯片。此外還有DIP-8封裝和SMD-8封裝，它們都有8個管腳，但均可簡化成3個，兩者區別是DIP-8可配8腳IC插座，SMD-8則為表面貼片，后者不許打孔焊接。圖2.2 TOPSwitch-II的管教排列圖TOPSwitch-II的三個管腳分別為控制信號輸入端C（CONTROL）、主電源輸入端D（DRAIN）、電源公共端S（SOURCE），其中S端也是控制電路的基準點。它將脈寬調制（PWM）控制系統的全部功能集成到了三端芯片中，TOPSwitch-II的內部框圖如圖2.3所示。主要包括10部分：控制電壓源；帶隙基準電壓源；振蕩器；并聯調整器/誤差放大器；脈寬調制器；門驅動級和輸出級；

30、過電流保護電路；過熱保護及上電復位電路；高壓電流源。圖中Zc為控制端的動態阻抗，RE是誤差電壓檢測電阻RA與CA構成截止頻率為7kHZ的低通濾波器。 TOPSWitch-II的基本工作原理是利用反饋電流Ic來調節占空比D，達到穩壓目的。舉例說明，當輸出電壓Uo上升時，經過光耦反饋電路使得Ic上升，從而使得D下降，Uo也隨之下降，最終使Uo不變。TOPSwitch-II器件開關頻率高，典型值為100kHz，允許范圍為90-110kHz，開關管占空比由C腳電流以線性比例控制。電路啟動時，由漏極經內部高壓電流源為C腳提供工作電壓Vc。（實際電路中C腳外部應接入電容，以電容的充電過程控制Vc逐步升高，

31、以完成電路的軟啟動過程），其PWM反饋控制回路由Rc、比較器A1和F1等元件組成，控制極電壓Vc為控制電路提供電源，同時也是PWM反饋控制回路的偏置電壓，比較器A2的基準電壓設置為5.7V，當Vc高于5.7V時，A2輸出高電平，與此同時PWM控制電流經電阻R與振蕩器輸出的鋸齒波電流分別輸入PWM比較器A4的+/-輸入端，這時因反饋電流較小從A3反向端輸入的鋸齒波信號經門電路G3和G4送至RS觸發器B2的復位端+在鋸齒波信號和時鐘信號的共同作用下RS觸發器的輸出端Q被置為高電平，門極驅動信號（PWM信號）經G6，G7兩次反相，送到開關管F2的柵極，開關管處于開關狀態，當電路啟動結束時Vc升至門限

32、電壓4.7V，A2輸出高電平驅動電子開關動作，控制電路的供電切換至內部電源；正常工作時TOPSwitch器件通過外圍電路形成電壓負反饋閉環控制，調節開關管的占空比實現輸出電壓的穩定。圖2.3 TOPSwitch-II的內部框圖TOPSwitch器件具有關斷/自動重啟動電路功能，即當調節失控時立即使芯片在低占空比下工作，倘若故障已排除就自動重啟動恢復正常工作。在自啟動階段（控制極電壓Vc低于門限電壓5.7V時），控制電路處于低功耗的待命狀態，此時由于比較器A2的滯回特性，電子開關頻繁地在高壓電流源和內部電源之間進行切換，使得Vc值保持在4.7-5.7V之間。自啟動電路由一個8分頻計數器完成延時功

33、能，阻止輸出級MOSFET管F2連續導通，直到8個充/放電周期完全結束后才能再次導通。TOPSwitch器件通過預置V1m值來實現過流保護。TOPSwitch器件內部還設有過熱保護電路，當芯片結溫大于135度時關斷輸出級（MOSFET），從而實現過熱保護目的。2.3.2 單片開關電源電路基本原理TOPSWitch-II單片開關電源典型電路如圖2.4所示。高頻變壓器在電路中具備能量存儲、隔離輸出和電壓變換著三種功能。由圖可見，高頻變壓器觸及繞組Np的極性（同名端用黑圓點表示），恰好與次級繞組Ns、反饋繞組NF的極性相反。這表明在TOPSWitch-II導通時，電能就以磁場能量形式儲存在初級繞組中

34、，此時VD2截止。當TOPSWitch-II截止時VD2導通，能量傳輸給次級，刺激反擊是開關電源的特點。圖中，BR為整流橋，CIN為輸入端濾波電容。交流電壓u經過整流濾波后得到直流高壓UI，經初級繞組加至TOPSWitch-II的漏極上。鑒于在TOPSWitch-II關斷時刻，由高頻變壓器漏感產生的尖峰電壓會疊加在直流高壓UI和感應電壓UOR上，可是功率開關管漏籍電壓超過700V而損壞芯片；為此在初級繞組兩端增加漏極鉗位保護電路。鉗位電路由瞬態電壓抑制器或穩壓管（VDZ1）、阻塞二極管（VD1）組成，VD1應采用超快二極管（SRD）。VD2為次級整流管，COUT是輸出端濾波電容。目前國際上流行

35、采用配穩壓管的光耦反饋電路。反饋繞組電壓經過VD3、CF整流濾波后獲得反饋電壓UFB，經光耦合器重的光敏三極管給TOPSWitch-II的控制端提供偏壓，CT是控制端C的旁路電容。設穩壓管VDZ2的穩定電壓為UZ2，限流電阻R1兩端的壓降為UR，光耦合器中LED發光二極管的正向壓降為UF，輸出電壓Uo由下式設定：Uo=UZ2+UF+UR （2.1）則其穩壓原理簡述如下：當由于某種原因致使Uo升高時，因UZ2不變，故UF隨之升高，使LED的工作電流IF增大，再通過光耦合器使TOPSWitch-II控制端電流Ic增大。但因TOPSWitch-II的輸出占空比D與Ic成反比，故D減小，這就迫使Uo降

36、低，達到穩壓目的。反之亦然3。 圖2.4 單片開關電源典型電路第3章 單片開關電源的設計3.1 概述開關電源因具有重量輕、體積小、效率高、穩壓范圍寬等優點，在電視電聲、計算機等許多電子設備中得到了廣泛的使用。為了進一步追求開關電源的小型化和低成本，人們不斷研制成功一些復合型單片開關電源集成電路芯片。如美國電源集成公司（Power Integrations Inc， 簡稱PI公司或Power公司）推出的TOPSwitch-II器件就是其中的代表。TOPSwitch-II器件集PWM信號控制電路及功率開關場效應管（MOSFET）于一體，只要配以少量的外圍元器件，就可構成一個電路結構簡潔、成本低、性

37、能穩定、制作及調試方便的單端反激式單片開關電源。3.2 單片開關電源電路參數的設定下面將比較詳細的敘述這些參數求得過程并完成電子表格。(1) 確定開關電源的基本參數1交流輸入電壓最小值umin=85V2交流輸入電壓最大值umax=265V3電網頻率fL=50Hz4開關頻率f=100kHz5輸出電壓Uo=24V6輸出功率Po=50W7電源效率=85%8損耗分配系數Z：Z代表次級損耗和總損耗的比值。在極端情況下，Z=0表示全部損耗發生在初級，Z=1則表示全部損耗發生在次級。在此，我們選取Z=0.5。(2) 反饋電路類型及反饋電壓UFB的確定我們可參照表1中的數據確定參數，因為我們采用配TL431的

38、光耦反饋電路，所以UFB的值便一目了然。(3) 輸入濾波電容CIN、直流輸電壓最小值UImin的確定由表2可知在通用85265V輸入時，CIN、UImin的值都可大概確定，其中，我們確定UImin的值為90V，而輸入濾波電容的準確值不能從此表中得出。輸入濾波電容的容量是開關電源的一個重要參數。CIN值選的過低，會使UImin的值大大降低，而輸入脈動電壓UR卻升高。但CIN值取得過高。會增加電容器成本，而且對于提高UImin值和降低脈動電壓的效果并不明顯。下面介紹CIN準確值的方法。表1 反饋電路的類型及UFB的參數值反饋電路類型UFB/VUo的準確度/（%）Sv/（%）SI/（%）基本反饋電路

39、5.7101.55改進型基本反饋電路27.751.52.5配穩壓管的光耦反饋電路1250.51配TL431的光耦反饋電路1210.20.2表2 確定CIN、UImin值u/VPo/W比例系數/（F/W）CIN/FUImin/V固定輸入：100/115已知23（23）Po值90通用輸入：85265已知23（23）Po值90固定輸入：23035已知1Po值240我們用以下式子獲得準確的CIN值： （3.1）在寬范圍電壓輸入時，umin=85V，取UImin=90V，fL=50Hz，tC=3ms，Po=50W，=85%，一并帶入式（3.1）求出CIN=129.69F，比例系數CIN/Po=129.6

40、9F/50W=2.6F/W，這恰好在（23）F/W允許的范圍之內。(4) 確定UOR、UB的值表3 確定UOR、UB值u/V初級感應電壓UOR/V鉗位二極管反向擊穿電壓UB/V固定輸入：100/1156090通用輸入：85265135200固定輸入：23035135200當TOPSwitch-II關斷且次級電路處于導通狀態時，次級電壓會感應到初級上。感應電壓UOR就與UI相疊加后，加至內部功率開關管（MOSFET）的漏極上。與此同時，初級漏感也釋放能量，并在漏極上產生尖峰電壓UL。由于上述不利情況同時出現，極易損壞芯片，因此需給初級增加鉗位保護電路。利用TVS器件來吸收尖峰電壓的瞬間能量，使上

41、述三種電壓之和（UI+UOR+ UL）低于MOSFET的漏-源擊穿電壓U(BR)DS值。(5) 根據UImin和UOR來確定最大占空比DmaxDmax的計算公式為 （3.2）已知UOR=135V，UImin=90V，將UDS(ON)設為10V，一并代入式（3.2），求得Dmax=62.79%，這與典型值67%已經很接近了。Dmax隨u的升高而減小。(6) 確定初級紋波電流IR與初級峰值電流IP的比值KRP定義比例系數 （3.3）表4 根據u來確定KRPu/VKRP最小值（連續模式）最大值（不連續模式）固定輸入：100/1150.41.0通用輸入：852650.41.0固定輸入：230350.6

42、1.0由表4可確定KRP=0.4(7) 確定初級波形參數1輸入電流的平均值IAVG （3.4）已知Po=50W，=85%，UImin=90V，求得IAVG=0.65A2初級峰值電流IP （3.5）把IAVG=0.65A，KRP=0.4，Dmax=62.79%代入式（3.5）得，IP=1.29A3初級脈動電流IR由式（3.3）可得 IR= KRPIP=0.41.29A=0.52A4初級有效值電流IRMS （3.6）將IP=1.29A，Dmax=62.79%，KRP=0.4代入式（3.6）的得，IRMS=0.83A(8) 芯片及結溫的確定所選芯片的極限電流最小值ILIMT（min）應滿足下式ILI

43、MT（min）IP/0.9 （3.7）即ILIMT（min）1.43A，于是我們就選取了TOP225YTJ由下式確定 （3.8）TOP225的設計功耗為1.7W，=20/W，TA=40，代入式（3.8）得TJ=74。一般來說，TJ應在25到100之間，才能使開關電源長期正常運行。(9) 初級電感量Lp的計算在每個開關周期內，由初級傳輸給次級的磁場能量變化范圍是LpIpLp（Ip-IR）。初級電感量由下式決定： （3.9）式中，Lp的單位是H。已知開關電源的輸出功率為50W，初級脈動電流與峰值電流的比例系數KRP=0.4，開關頻率f=100kHz，損耗分配系數Z=0.5，電源效率=85%，IP=

44、1.29A，將這些數值代入式（3.9）得 Lp=1021.79 H (10) 選擇高頻變壓器并查找其參數可從設計手冊中查出，當Po=50W時可供選擇的鐵氧體磁芯型號。若用常規漆包線繞制，可選EE30或EE35型，型號中的數字表示磁芯長度A=30mm或35mm。EE型磁芯的價格低廉，磁損耗低且適應性強。若采用三重絕緣線，則選EF30型磁芯。在此我們采用常規漆包線，故選用EE30型磁心。由手冊中查出SJ=1.09cm，l=5.77cm， AL=4.69H/匝，b=13.7mm。(11) 計算次級匝數Ns對于100V/115V交流輸入，次級繞組可取1匝/V；對于230V交流或寬范圍輸入應取0.6匝/

45、V。現已知u=85265V，Uo=24V，考慮到在次級肖特基二極管上還有0.4V的正向導通壓降UF1，因此次級匝數為（Uo+ UF1）0.6匝/V=（24V+0.4V）0.6匝/V=14.64匝。由于次級繞組上還存在導線電阻，也會形成壓降，實取Ns=15匝。(12) 計算初級匝數Np （3.10）已知Ns=15匝，UOR=135V，Uo=24V，UF1=0.4V，將這些值一同帶入式（3.10），可求得Np=82.99，實取83匝。(13) 計算反饋繞組匝數 （3.11）配有TL431的光耦反饋電路UFB 一般取12V，UF2取0.7V，UF1=0.4V，Ns=15，將這些值連同Uo=24V一起

46、帶入式（3.11），求得NF=7.8匝。實取8匝。(14) 根據初級層數d、骨架寬度b和安全邊距M，用下式計算有效骨架寬度bE=d（b-2M） (3.12)暫且將d設為2，M取為3mm，b=13.7mm，將其帶入式（3.12）求得，bE=15.4mm再利用下式計算初級導線的外徑（帶絕緣層）DPM：DPM= bE/NP （3.13）將bE=15.4mm，NP=83帶入式（3.13）求得，DPM=0.19mm。扣除漆皮后，裸體導線的內徑DPm=0.15mm。 (15) 驗證初級導線的電流密度J是否滿足初級有效值電流IRMS=0.83A之條件。計算電流密度的公式為 （3.14）將DPm=0.15mm

47、，IRMS=0.83A代入式（3.14）中得到J=7.22A/mm2。若J10 A/mm2，應選用較粗的導線并配以較大尺寸的磁芯和骨架，使J10 A/mm2。若J4 A/mm2，宜選較細的導線和較小的磁芯骨架，使J4 A/mm2，亦可適當增加NS的匝數。查表可知，與直徑0.15mm接近的公制線規0.16mm，比0.15mm略粗一點，完全可滿足要求。因0.14mm的公制線規稍細，故不選用。(16) 計算磁芯中的最大磁通密度BM （3.15）將IP=1.29A，Lp=1021.79 H，Np=83匝，磁芯有效橫截面積SJ=1.09cm，一并代入式（3.15）中，得到BM=0.25T。(17) 磁芯

48、的氣隙寬度式（3.16）中，的單位是mm。將SJ=1.09cm，Np=83匝，Lp=1021.79 H，磁芯不留間隙時的等效電感AL=4.69H/匝一并代入式（3.16）得到，=0.89mm。氣隙應加在磁芯的磁路中心處，要求0.051mm。 （3.16）(18) 計算留有氣隙時磁芯的等效電感 （3.17）將Lp=1021.79 H，Np=83匝代入式（3.17）得到，ALG=0.15H/匝。(19) 計算次級峰值電流ISP次級峰值電流取決于初級峰值電流IP和初、次級的匝數比n，有公式 （3.18）已知IP=1.29A，Np=83，Ns=15，不難算出n=5.5，代入式（3.18）得到ISP=7

49、.14A(20) 計算次級有效值電流ISRMS次級紋波電流與峰值電流的比例系數KRP與初級完全相同，區別僅是對次級而言，KRP反映的是次級電流在占空比為（1-Dmax）時的比例系數5。因此，計算次級有效值電流ISRMS時，需將式（2.6）中的IRMS、Ip、Dmax依次換成ISRMS、ISP、（1-Dmax）。由此得到公式 （3.19）將ISP=7.14A，Dmax=62.79%，KRP=0.4代入式（3.19）中求得，ISRMS=3.52A。(21) 計算出濾波電容上的紋波電流IRI先求出輸出電流Io=Po/Uo=50W/24V=2.08A，再代入式（3.20）： （3.20）將ISRMS=

50、3.52A，Io=2.08A代入式（3.20）中計算出，IRI=2.84A(22) 計算次級裸導線直徑有公式 （3.21）將ISRMS=3.52A，J=7.22A/mm2代入式（3.21）中求出，DSm=0.31mm。實選0.315mm的公制線規。需要指出，當DSm0.4mm時應采用0.40mm的兩股導線雙線并繞Ns匝。與單股粗導線繞制方法相比，雙線并饒能增大次級繞組的等效橫截面積，改善磁場耦合程度，減少磁場泄感及漏感。此外，用雙線并繞方式還能減小次級導線的電阻值，降低功率損耗。導線外徑（單位是mm）的計算公式為 （3.22）將b=13.7mm，M=3，Ns=15匝一并代入式（3.22）中得到

51、，DSM=0.51mm。選用導線直徑DSm0.31mm而絕緣層外徑DSM0.51mm的三重絕緣線。(23) 確定次級整流管、反饋電路整流管的最高反向峰值電壓：U（BR）S、U（BR）FB有公式 （3.23） （3.24）將Uo=24V，UFB=12V，UImax=375V，Ns=15匝，Np=83匝，NF=8匝，分別代入式（3.23）和式（3.24）中計算出，U（BR）S=91.77V，U（BR）FB=48.14V。表5：設計24V、50W開關電源的電子數據表格ABCDEF1輸入中間過程輸出單位參數說明2參數數據保留數據計算結果24V、50W開關電源3umin85V交流輸入電壓最小值4umax

52、265V交流輸入電壓最大值5fL50Hz電網頻率6f100kHz開關頻率7Uo24V直流輸出電壓8Po50W輸出功率985%電源效率10Z0.5損耗分配系數11UFB12V反饋電壓12tc3ms整流橋導通時間13CIN129.7F輸入濾波電容1415輸入TOPSWitch-II的變量16UOR135V初級繞組感應電壓17UDS（ON）10VTOPSWitch-II的漏-源導通電壓18UF10.4V次級繞組肖特基整流管正向壓降19UF20.7V反饋電路中高速開關整流管正向壓降20KRP0.4%初級繞組脈動電流IR與峰值電流IP比例系數2122輸入高頻變壓器的結構參數23EE30鐵氧體磁芯型號24

53、SJ1.09cm2磁芯有效橫截面積25l5.77cm有效磁路長度26AL4.69H/匝磁芯不留間隙時的等效電感27b13.7mm骨架寬度28M3mm安全邊距（安全邊界寬度）29d2層初級繞組匝數30Ns15匝次級繞組匝數3132直流輸入電壓參數33UImin90V直流輸入電壓最小值34UImax375V直流輸入電壓最大值3536初級繞組電流波形參數37Dmax62.79%最大占空比（對應于umin時）38IAVG0.65A輸入電流平均值39IP1.29A初級繞組峰值電流40IR0.52A初級繞組脈動電流41IRMS0.83A初級繞組有效電流值4243變壓器初級繞組設計參數44LP1021.79

54、H初級繞組電感量45NP83匝初級繞組匝數46NF8匝反饋繞組匝數47ALG0.15H/匝磁芯留間隙后的等效電感48BM0.25T最大磁通密度（BM=0.20.3T）49BAC0.2T磁芯損耗交流磁通密度（峰-峰值0.5）50r1976磁芯無氣隙時的相對磁導率510.89mm磁芯的氣隙寬度（0.051mm）5216.85mm有效骨架寬度53DPM0.19mm初級繞組導線的最大外徑（帶絕緣層）54e0.05mm估計的絕緣層總厚度(厚度2)55DPm0.15mm初級繞組導線的裸線直徑56公制0.16mm初級繞組導線規格57SP0.0516mm初級繞組導線的橫截面積58J7.22A/mm電流密度J=

55、410A/mm5960變壓器次級繞組設計參數61ISP7.14A次級繞組峰值電流62ISRMS3.52A次級繞組有效值電流63IO2.08A直流輸出電流64IRI2.84A輸出濾波電容上的紋波電流6566SSmin0.546mm次級繞組線圈最小橫截面積67公制0.315mm次級繞組導線規格68DSm0.31mm次級繞組導線最小直徑（裸線）69DSM0.51mm次級繞組導線最大直徑（帶絕緣層）70NSS0.39mm次級繞組絕緣層最大厚度7172電壓極限參數73UDmax573V最高漏極電壓估算值（包括漏感的作用）74U（BR）S91.77V次級繞組整流管最高反向峰值電壓75U（BR）FB48.1

56、4V反饋電路整流管的最高反向峰值電壓(24) 部分參數的補充1對于表5中交流磁通密度有兩個計算公式： （3.25） （3.26）式中最大磁通密度BM=0.25T，KRP=0.4，代入式（3.25）算出BAC=0.2。式（3.26）可作為驗證公式7。2磁芯無氣隙時的相對磁導率與磁芯不留間隙時的等效電感AL、有效磁路長度l、磁芯有效橫截面積SJ之間，存在下述關系式 （3.27）將AL=4.69H/匝，l=5.77cm，SJ=1.09 cm2，代入式（3.27）得到=1.98H/匝cm3.3 單片開關電源中電子元器件的選擇3.3.1 選擇鉗位二極管和阻塞二極管(1) 瞬態電壓抑制器的工作原理瞬態電壓

57、抑制器亦稱瞬變電壓抑制二極管，其英文縮寫為TVS ( Transient voltage Suppressor)，是一種新型過壓保護器件。由于它的響應速度極快、鉗位電壓穩定、體積小、價格低，因此可作為各種儀器儀表、自控裝置和家用電器中的過壓保護器。還可用來保護單片開關電源集成電路、MOS 功率器件以及其他對電壓敏感的半導體器件10。瞬態電壓抑制器是一種硅PN結器件，其外型與塑封硅整流二極管相似，見圖3.1中（a）。常見的封裝形式有DO41、A27K、A37K，它們在75 以下的額定脈沖功率分別為2W、5W、15W，在25 、1/120s條件下可承受的浪涌電流分別可達 50A、80A、200A。

58、外形尺寸有2.75.2、5.09.4（mm）等規格。其鉗位電壓從0.7V到3kV。TVS的符號與穩壓管相同 ，見圖3.1中（b），伏安特性如圖3.1中（c）所示。圖3.1中(c)中 ，UB、IT分別為反向擊穿電壓（即鉗位電壓）、測試電流。UR為導通前加在 器件上的最大額定電壓。有關系式UR0.8UB。 IR是最大反向漏電流。Uc是在1ms時間內器件可承受的最大峰值電壓。有關系式UCUBUR。IP是瞬時脈沖峰值電流。因IP、IT、IR分別屬于A、 mA、A這三個數量級，故IPIT IR。TVS的峰值脈沖功率PP與干擾脈沖的占空比（D）以及環境溫度（TA）有關。當D時PP，反之亦然。而當TA時PP

59、。PP值通常是在脈寬1ms、脈沖上升沿為10s、D=0.01的條件下測出的，使用時不得超過此值。 （a）外形 （b）符號 （c）伏安特性圖3.1 瞬態電壓抑制器瞬態電壓抑制器在承受瞬態高電壓（例如浪涌電壓、雷電干擾、尖峰電壓）時 ，能迅速反向擊穿，由高阻態變成低阻態，并把干擾脈沖鉗位于規定值，從而保證電子設備或元器件不受損壞。鉗位時間定義為從零伏達到反向擊穿電壓最小值所需要的時間。TVS的鉗位時間極短，僅1ns，所能承受的瞬態脈沖峰值電流卻高達幾十至幾百A。其性能要優于壓敏電阻器（VSR），且參數的一致性好。 (2) 阻塞二極管1反向恢復時間tIr反向恢復時間tIr的定義是電流通過零點由正向轉

60、向反向，再由反向轉換到規定低值的時間間隔。它是衡量高頻整流及續流器件性能的重要技術指標。反向電流的波形如圖3.2所示。圖3.2中，IF為正向電流，IRM為最大反向 恢復電流，tIr為反向恢復電流，通常規 定Irr=0.1IRM。當tt0時，iF=IF。 當tt0時，由于整流管上的正向電壓突然變成反向電壓，因此正向電流迅速減小，在 t=t1時刻，iF=0。然后整流管上流過反向電流iR，并且iR逐漸增大；在 t=t2時刻達到最大反向電流IRM。此后反向電流逐漸減小，并且在t=t3時刻達到規定值Irr。從t2到t3的反向恢復過程與電容器放電過程有相似之處。由t1到 t3的時間間隔即為反向恢復時間tr