1、籠型異步電機變壓變頻調速系統籠型異步電機變壓變頻調速系統（VVVF系統）系統）轉差功率不變型調速系統轉差功率不變型調速系統第第 6 章章 概概 述述 異步電機變壓變頻調速系統,在調速時轉差功率不隨轉速而變化，調速范圍寬，無論是高速還是低速時效率都較高，在采取一定的技術措施后能實現高動態性能，可與直流調速系統媲美。6-0 交流調速的基本類型交流調速的基本類型異步電機調速異步電機調速a.降壓調速；降壓調速；b.滑差調速；滑差調速；c.繞線轉子異步電動機轉子串電阻調速；繞線轉子異步電動機轉子串電阻調速；d.繞線轉子異步電動機串級調速；繞線轉子異步電動機串級調速；e.變極調速變極調速；f.變頻調速變頻

2、調速同步電機調速同步電機調速a.他控變頻；他控變頻；b.自控變頻自控變頻異步電機滑差調速原理圖n轉差功率轉差功率 按轉差功率是否增大，消耗掉還是回收，將異步電機調速分為三類：(1)轉差功率消耗型-a,b,c;(2)轉差功率回饋型-d;(3)轉差功率不變型-e,f.sMpsP6.1 變壓變頻調速的基本控制方式變壓變頻調速的基本控制方式 電機調速時：希望保持每極磁通量 m 為額定值不變。 (1)如果磁通太弱，沒有充分利用電機的鐵心，是一種浪費； (2)如果過分增大磁通，又會使鐵心飽和，從而導致過大的勵磁電流，嚴重時會因繞組過熱而損壞電機。n在異步電機中，磁通 m 由定子和轉子磁勢合成產生，如何保持

3、磁通恒定呢？ 定子每相電動勢mNs1g44. 4SkNfE （6-1） 式中：Eg 氣隙磁通在定子每相中感應電動勢的有效值； 定子頻率，單位為Hz； 定子每相繞組串聯匝數； 基波繞組系數； 每極氣隙磁通量，單位為Wb。 f1NskNsm 由式（6-1）可知，只要控制好 Eg 和 f1 ，便可控制磁通m 。 按： a. 基頻（額定頻率）以下; b. 基頻以上進行控制。1. 基頻以下調速 由式（6-1）可知，要保持 m 不變，當頻率 f1 從額定值 f1N 向下調節時，必須同時降低 Eg ，使 1gfE常值 （6-2） 即采用恒值電動勢頻率比的控制方式采用恒值電動勢頻率比的控制方式。 恒壓頻比的控

4、制方式 然而，繞組中的感應電動勢是難以直接控制的，當電動勢值較高時，可以忽略定子繞組的漏磁阻抗壓降，而認為定子相電壓 Us Eg，則得（6-3） 這是恒壓頻比的控制方式恒壓頻比的控制方式。常值1fUs 但是，在低頻時 Us 和 Eg 都較小，定子阻抗壓降所占的份量就比較顯著，不再能忽略。這時，需要人為地把電壓 Us 抬高一些，以便近似地補償定子漏阻抗壓降近似地補償定子漏阻抗壓降。 帶定子壓降補償的恒壓頻比控制特性示于下圖中的 b 線，無補償的控制特性則為a 線。 OUsf 1圖6-1 恒壓頻比控制特性 帶壓降補償的恒壓頻比控制特性UsNf 1Na 無補償無補償 b 帶定子壓降補償帶定子壓降補償

5、 2. 基頻以上調速 在基頻以上調速時，頻率應該從 f1N 向上升高，但定子電壓Us UsN ，這將迫使磁通與頻率成反比地降低，相當于直流電機弱磁升速的情況。 把基頻以下和基頻以上兩種情況的控制特性畫在一起，如下圖所示。 f1N 變壓變頻控制特性圖6-2 異步電機變壓變頻調速的控制特性 恒轉矩調速恒轉矩調速UsUsNmNm恒功率調速恒功率調速mUsf1O 如果電機在不同轉速時所帶的負載都能使電流達到額定值，即都能在允許溫升下長期運行，則轉矩基本上隨磁通變化，按照電力拖動原理，在基頻以下，磁通恒定時轉矩也恒定，屬于“恒轉矩調速”性質，而在基頻以上，轉速升高時轉矩降低，基本上屬于“恒功率調速”。返

6、回目錄返回目錄6.2 異步電動機電壓頻率協調控制時異步電動機電壓頻率協調控制時 的機械特性的機械特性本節提要本節提要n恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的機械恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的機械特性特性n基頻以下電壓基頻以下電壓-頻率協調控制時的機械特性頻率協調控制時的機械特性n基頻以上恒壓變頻時的機械特性基頻以上恒壓變頻時的機械特性n恒流正弦波供電時的機械特性恒流正弦波供電時的機械特性6.2.1 恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的 機械特性機械特性 第5章式（5-3）已給出異步電機在恒壓恒頻正弦波供電時的機械特性方程式 Te= f (s)。 當定子電壓 Us 和電源

7、角頻率 1 恒定時，可以改寫成如下形式： 2rs2122rsr121spe)()(3llLLsRsRRsUnT（6-4） 特性分析當s很小時，可忽略上式分母中含s各項，則（6-5） 也就是說，當s很小時，轉矩近似與s成正比，機械特性 Te = f（s）是一段直線，見圖6-3。sRsUnTr121spe3 特性分析（續） 當 s 接近于1時，可忽略式（6-4）分母中的Rr ，則 sLLRsRUnTll1)(32rs212sr121spe（6-6）即s接近于1時轉矩近似與s成反比，這時， Te = f（s）是對稱于原點的一段雙曲線。 機械特性 當 s 為以上兩段的中間數值時，機械特性從直線段逐漸過

8、渡到雙曲線段，如圖所示。smnn0sTe010TeTemaxTemax圖6-3 恒壓恒頻時異步電機的機械特性6.2.2 基頻以下電壓基頻以下電壓-頻率協調控制時的頻率協調控制時的 機械特性機械特性 由式（6-4）機械特性方程式可以看出，對于同一組轉矩 Te 和轉速 n（或轉差率s）的要求，電壓 Us 和頻率 1 可以有多種配合。 在 Us 和 1 的不同配合下機械特性也是不一樣的，因此可以有不同方式的電壓頻率協調控制。 1. 恒壓頻比控制（ Us /1 ） 在第6-1節中已經指出，為了近似地保持氣隙磁通不變，以便充分利用電機鐵心，發揮電機產生轉矩的能力，在基頻以下須采用恒壓頻比控制。這時，同步

9、轉速自然要隨頻率變化。 p10260nn（6-7） 在式（6-5）所表示的機械特性近似直線段上，可以導出 21sper13UnTRs（6-9） 帶負載時的轉速降落為 1p0260snsnn（6-8） 由此可見，當 Us /1 為恒值時，對于同一轉矩 Te ，s1 是基本不變的，因而 n 也是基本不變的。這就是說，在恒壓頻比的條件下改變頻率 1 時，機械特性基本上是平行下移，如圖6-4所示。它們和直流他勵電機變壓調速時的情況基本相似。 所不同的是，當轉矩增大到最大值以后，轉速再降低，特性就折回來了。而且頻率越低時最大轉矩值越小，可參看第5章式（5-5），對式（5-5）稍加整理后可得 2rs21s

10、1s21spmaxe)(123llLLRRUnT（6-10） 可見最大轉矩 Temax 是隨著的 1 降低而減小的。頻率很低時，Temax太小將限制電機的帶載能力，采用定子壓降補償，適當地提高電壓Us，可以增強帶載能力，見圖6-4。 機械特性曲線eTOnN0n03n02n01nN1111213131211N1圖6-4 恒壓頻比控制時變頻調速的機械特性補 償 定 子 壓降后的特性2. 恒 Eg / 1 控制 下圖再次繪出異步電機的穩態等效電路，圖中幾處感應電動勢的意義如下： Eg 氣隙（或互感）磁通在定子每相繞組中 的感應電動勢； Es 定子全磁通在定子每相繞組中的感應電 動勢； Er 轉子全磁

11、通在轉子繞組中的感應電動勢 （折合到定子邊）。 圖6-5 異步電動機穩態等效電路和感應電動勢 Us1RsLlsLlrLmRr /sIsI0Ir 異步電動機等效電路EgEsEr 特性分析 如果在電壓頻率協調控制中，恰當地提高電壓 Us 的數值，使它在克服定子漏阻抗壓降以后，能維持 Eg /1 為恒值（基頻以下），則由式（6-1）可知，無論頻率高低，每極磁通 m 均為常值。 特性分析（續）由等效電路可以看出 2r212rgrlLsREI（6-11）代入電磁轉矩關系式，得2 r2122 rr121gpr2r212r2g1pe33llLsRRsEnsRLsREnT（6-12） 特性分析（續） 利用與前

12、相似的分析方法，當s很小時，可忽略式（6-12）分母中含 s 項，則 sRsEnTr121gpe3（6-13） 這表明機械特性的這一段近似為一條直線。特性分析（續） 當 s 接近于1時，可忽略式（6-12）分母中的 Rr2 項，則 sLsREnTl132 r1r21gpe（6-14） s 值為上述兩段的中間值時，機械特性在直線和雙曲線之間逐漸過渡，整條特性與恒壓頻比特性相似。 性能比較 但是，對比式（6-4）和式（6-12）可以看出，恒 Eg /1 特性分母中含 s 項的參數要小于恒 Us /1 特性中的同類項，也就是說， s 值要更大一些才能使該項占有顯著的份量，從而不能被忽略，因此恒 Eg

13、 /1 特性的線性段范圍更寬。性能比較（續） 將式（6-12）對 s 求導，并令 dTe / ds = 0，可得恒Eg /1控制特性在最大轉矩時的轉差率 r1rmlLRs（6-15） 和最大轉矩r21gpmaxe123lLEnT（6-16） 性能比較（續） 值得注意的是，在式（6-16）中，當Eg /1 為恒值時，Temax 恒定不變，如下圖所示，其穩態性能優于恒 Us /1 控制的性能。 這正是恒 Eg /1 控制中補償定子壓降所追求的目標。 機械特性曲線eTOnN0n03n02n01nN1111213131211N1Temax恒 Eg /1 控制時變頻調速的機械特性3. 恒 Er / 1

14、控制 如果把電壓頻率協調控制中的電壓再進一步提高，把轉子漏抗上的壓降也抵消掉，得到恒 Er /1 控制，那么，機械特性會怎樣呢？由此可寫出 sREI/rrr（6-17） 代入電磁轉矩基本關系式，得 r121rpr2r2r1pe33RsEnsRsREnT（6-18） 現在，不必再作任何近似就可知道，這時的機械特性完全是一條直線，見圖6-6。恒 Er /1 控制時的機械特性0neTs1112131411121314恒 Er /1 控制時變頻調速時的機械特性0s10Te 幾種電壓頻率協調控制方式的特性比較圖6-6 不同電壓頻率協調控制方式時的機械特性恒 Er /1 控制恒 Eg /1 控制恒 Us

15、/1 控制ab c 顯然，恒 Er /1 控制的穩態性能最好，可以獲得和直流電機一樣的線性機械特性。這正是高性能交流變頻調速所要求的性能。 現在的問題是，怎樣控制變頻裝置的電壓和頻率才能獲得恒定的 Er /1 呢？ 按照式（6-1）電動勢和磁通的關系，可以看出，當頻率恒定時，電動勢與磁通成正比。在式（6-1）中，氣隙磁通的感應電動勢 Eg 對應于氣隙磁通幅值 m ，那么，轉子全磁通的感應電動勢 Er 就應該對應于轉子全磁通幅值 rm ：rmNs1r44. 4skNfE （6-19） 由此可見，只要能夠按照轉子全磁通幅值 rm = Constant 進 行控制，就可以獲得恒 Er /1 了。這正

16、是矢量控制系統所遵循的原則，下面在第6-7節中將詳細討論。 4幾種協調控制方式的比較 綜上所述，在正弦波供電時，按不同規律實現電壓頻率協調控制可得不同類型的機械特性。 （1）恒壓頻比（ Us /1 = Constant ）控制最容易實現，它的變頻機械特性基本上是平行下移，硬度也較好，能夠滿足一般的調速要求，但低速帶載能力有些差強人意，須對定子壓降實行補償。 （2）恒Eg /1 控制是通常對恒壓頻比控制實行電壓補償的標準，可以在穩態時達到rm = Constant，從而改善了低速性能。但機械特性還是非線性的，產生轉矩的能力仍受到限制。 （3）恒 Er /1 控制可以得到和直流他勵電機一樣的線性機

17、械特性，按照轉子全磁通 rm 恒定進行控制，即得 Er /1 = Constant 而且，在動態中也盡可能保持 rm 恒定是矢量控制系統的目標，當然實現起來是比較復雜的。6.2.3 基頻以上恒壓變頻時的機械特性基頻以上恒壓變頻時的機械特性 性能分析性能分析 在基頻以上變頻調速時，由于定子電壓 Us= UsN 不變，式（6-4）的機械特性方程式可寫成 2rs2122rs1r2sNpe)()(3llLLsRsRsRUnT（6-20） 性能分析（續） 而式（6-10）的最大轉矩表達式可改寫成（6-21） 同步轉速的表達式仍和式（6-7）一樣。2rs212ss12sNpmaxe)(123llLLRRU

18、nT 機械特性曲線恒功率調速恒功率調速eTOnN0nc0nb0na0nN1a1b1c1c1b1a1N1 由此可見，當角頻率提高時，同步轉速隨之提高，最大轉矩減小，機械特性上移，而形狀基本不變，如圖所示。圖6-7 基頻以上恒壓變頻調速的機械特性 由于頻率提高而電壓不變，氣隙磁通勢必減弱，導致轉矩的減小，但轉速升高了，可以認為輸出功率基本不變。所以基頻以上變頻調速屬于弱磁恒功率調速。 最后，應該指出，以上所分析的機械特性都是在正弦波電壓供電下的情況。如果電壓源含有諧波，將使機械特性受到扭曲，并增加電機中的損耗。因此在設計變頻裝置時，應盡量減少輸出電壓中的諧波。 6.2.4 恒流正弦波供電時的機械特

19、性恒流正弦波供電時的機械特性 在變頻調速時，保持異步電機定子電流的幅值恒定，叫作恒流控制，電流幅值恒定是通過帶PI調節器的電流閉環控制實現的，這種系統不僅安全可靠而且具有良好的動靜態性能。 恒流供電時的機械特性與上面分析的恒壓機械特性不同，現進行分析。 轉子電流計算n設電流波形為正弦波，即忽略電流諧波，由異步電動機等效電路圖所示的等效電路在恒流供電情況下可得)()(rm1rm1sr1rr1rm1r1rm1srllllLLjsRLjILjsRLjsRLjLjsRLjII轉子電流計算（續）n電流幅值為（6-22） 2rm212rsm1r)(lLLsRILI 電磁轉矩公式n將式（6-22）代入電磁轉

20、矩表達式得（6-23）2rm212rr2s2m211pr2 r1pe)()(33lLLsRsRILnsRInT2rm2122 rr2s2m1p)(3lLLsRsRILn 最大轉矩及其轉差率 取dTe /dt = 0，可求出恒流機械特性的最大轉矩值（6-24） 產生最大轉矩時的轉差率為（6-25）)(23rm2s2mp.constmaxeslILLILnT)(rm1r.constmslILLRs 機械特性曲線 按上式繪出不同電流、不同頻率下的恒流機械特性示于圖6-8。圖6-8 恒流供電時異步電動機的機械特性TeOna1sb,Ib1a1sbsa IIa1sa,Ib1sb,Ib1sa,I 性能比較

21、第5章式（5-4）和（5-5）給出了恒壓機械特性的最大轉差率和最大轉矩，現再錄如下：（5-4）（5-5）2rs212ss2sp.constmaxe)(231sllULLRRUnT2rs212sr.constm)(sllULLRRs性能比較（續） 比較恒流機械特性與恒壓機械特性，由上述表達式和特性曲線可得以下的結論： （1）恒流機械特性與恒壓機械特性的形狀相似，都有理想空載轉速點（s=0，Te= 0）和最大轉矩點（ sm ，Temax ）。性能比較（續）（3）恒流機械特性的最大轉矩值與頻率無關，恒流變頻時最大轉矩不變，但改變定子電流時，最大轉矩與電流的平方成正比。 （2）兩類特性的特征有所不同，

22、比較式（6-25）和式（5-4）可知，由于 Lls Lm，所以，sm| sm| 因此恒流機械特性的線性段比較平，而最大轉矩處形狀很尖。 Is = const.Us = const.性能比較（續）Is = const.Us = const. （4）由于恒流控制限制了電流 Is，而恒壓供電時隨著轉速的降低Is會不斷增大，所以在額定電流時 Temax| 的要比額定電壓時的Temax| 小得多，用同一臺電機的參數代入式（6-24）和式（5-5）可以證明這個結論。但這并不影響恒流控制的系統承擔短時過載的能力，因為過載時可以短時加大定子電流，以產生更大的轉矩，參看圖6-8。小小 結結n電壓Us與頻率1是變

23、頻器異步電動機調速系統的兩個獨立的控制變量，在變頻調速時需要對這兩個控制變量進行協調控制。n在基頻以下，有三種協調控制方式。采用不同的協調控制方式，得到的系統穩態性能不同，其中恒Er /1控制的性能最好。n在基頻以上，采用保持電壓不變的恒功率弱磁調速方法。返回目錄返回目錄*6.3 電力電子變壓變頻器的主要類型電力電子變壓變頻器的主要類型本節提要本節提要n交交-直直-交和交交和交-交變壓變頻器交變壓變頻器n電壓源型和電流源型逆變器電壓源型和電流源型逆變器n180導通型和導通型和120導通型逆變器導通型逆變器 引引 言言 如前所述，對于異步電機的變壓變頻調速，必須具備能夠同時控制電壓幅值和頻率的交

24、流電源，而電網提供的是恒壓恒頻的電源，因此應該配置變壓變頻器，又稱VVVF（Variable Voltage Variable Frequency）裝置。 最早的VVVF裝置是旋轉變頻機組，即由直流電動機拖動交流同步發電機，調節直流電動機的轉速就能控制交流發電機輸出電壓和頻率。自從電力電子器件獲得廣泛應用以后，旋轉變頻機組已經無例外地讓位給靜止式的變壓變頻器了。 整流整流 逆變逆變 間接變頻：交直交變頻器；間接變頻：交直交變頻器；靜止式變頻裝置靜止式變頻裝置 直接變頻：交交變頻器直接變頻：交交變頻器.*6.3.1 交交-直直-交和交交和交-交變壓變頻器交變壓變頻器 1.交交-直直-交變壓變頻器

25、交變壓變頻器 交-直-交變壓變頻器先將工頻交流電源通過整流器變換成直流，再通過逆變器變換成可控頻率和電壓的交流，如下圖所示。 交-直-交變壓變頻器基本結構圖6-9 交-直-交（間接）變壓變頻器 變壓變頻變壓變頻(VVVF)中間直流環節中間直流環節恒壓恒頻恒壓恒頻(CVCF)逆變逆變DCACAC50Hz整流整流 由于這類變壓變頻器在恒頻交流電源和變頻交流輸出之間有一個“中間直流環節”，所以又稱間接式的變壓變頻器。 具體的整流和逆變電路種類很多，當前應用最廣的是由二極管組成不控整流器和由功率開關器件（P-MOSFET，IGBT等）組成的脈寬調制（PWM）逆變器，簡稱PWM變壓變頻器，如下圖所示。1

26、、可控整流逆變變頻、可控整流逆變變頻 優點：優點：結構簡單，控制方便； 缺點：缺點：電壓和頻率較低時，電網端的功率因數較低； 多采用由SCR組成的六拍逆變器（一個周期換流六 次），輸出諧波大。2、不控整流斬波調壓逆變變頻、不控整流斬波調壓逆變變頻 優點：優點：輸入功率因數高； 缺點：缺點：輸出高次諧波仍高。3、不控整流逆變器變壓變頻、不控整流逆變器變壓變頻 優點：優點：功率因數高； PWM逆變，諧波小。 當開關頻率提高時（如IGBT可達20KHz），輸出波形幾乎為逼真的正弦波。 交-直-交PWM變壓變頻器基本結構圖6-10 交-直-交PWM變壓變頻器變壓變頻變壓變頻(VVVF)中間直流環節中間

27、直流環節恒壓恒頻恒壓恒頻(CVCF)PWM逆變器逆變器DCACAC50Hz調壓調頻調壓調頻C PWM變壓變頻器的應用之所以如此廣泛，是由于它具有如下的一系列優點： （1）在主電路整流和逆變兩個單元中，只有逆變單元可控，通過它同時調節電壓和頻率，結構簡單。采用全控型的功率開關器件，只通過驅動電壓脈沖進行控制，電路也簡單，效率高。 （2）輸出電壓波形雖是一系列的PWM波，但由于采用了恰當的PWM控制技術，正弦基波的比重較大，影響電機運行的低次諧波受到很大的抑制，因而轉矩脈動小，提高了系統的調速范圍和穩態性能。 （3）逆變器同時實現調壓和調頻，動態響應不受中間直流環節濾波器參數的影響，系統的動態性能

28、也得以提高。 （4）采用不可控的二極管整流器，電源側功率因數較高，且不受逆變輸出電壓大小的影響。 PWM變壓變頻器常用的功率開關器件有：P-MOSFET，IGBT，GTO和替代GTO的電壓控制器件如IGCT、IEGT等。 受到開關器件額定電壓和電流的限制，對于特大容量電機的變壓變頻調速仍只好采用半控型的晶閘管（SCR），并用可控整流器調壓和六拍逆變器調頻的交-直-交變壓變頻器，見下圖。 普通交-直-交變壓變頻器的基本結構SCR可控可控整流器整流器六六 拍拍逆變器逆變器DCACAC50Hz調頻調頻調壓調壓圖6-11 可控整流器調壓、六拍逆變器調頻的交-直-交變壓變頻器2. 交-交變壓變頻器 交-

29、交變壓變頻器的基本結構如下圖所示，它只有一個變換環節，把恒壓恒頻（CVCF）的交流電源直接變換成VVVF輸出，因此又稱直接式變壓變頻器。 有時為了突出其變頻功能，也稱作周波變換器（Cycloconverter）。 交-交變壓變頻器的基本結構圖6-12 交-交（直接）變壓變頻器交交變頻交交變頻AC50HzACCVCFVVVF 常用的交-交變壓變頻器輸出的每一相都是一個由正、反兩組晶閘管可控整流裝置反并聯的可逆線路。 也就是說，每一相都相當于一套直流可逆調速系統的反并聯可逆線路（下圖a）。交-交變壓變頻器的基本電路結構VRVFId-Id+-+a) 電路結構負負載載50Hz50Hzu0圖6-13-a

30、 交-交變壓變頻器每一相的可逆線路交-交變壓變頻器的控制方式n整半周控制方式整半周控制方式 正、反兩組SCR按一定周期相互切換，在負載上就獲得交變的輸出電壓 u0 ， u0 的幅值決定于各組可控整流裝置的控制角 ， u0 的頻率決定于正、反兩組整流裝置的切換頻率。如果控制角一直不變，則輸出平均電壓是方波，如下圖 b 所示。圖6-13 -b 方波型平均輸出電壓波形tu0正組通正組通反組通反組通正組通正組通反組通反組通輸出電壓波形 控制方式（ 2 ）n 調制控制方式調制控制方式 要獲得正弦波輸出，就必須在每一組整流裝置導通期間不斷改變其控制角。例如例如：在正向組導通的半個周期中，使控制角 由/2（

31、對應于平均電壓 u0 = 0）逐漸減小到 0（對應于 u0 最大），然后再逐漸增加到 /2（ u0 再變為0），如下圖所示。2AO t 0 2 BCDEFu0圖6-14 交-交變壓變頻器的單相正弦波輸出電壓波形輸出電壓波形交交變壓變頻器（Cycloconverter) 當cos的值按正弦規律變化時，半周中的平均輸出電壓即為圖中虛線所示的正弦波。對反向組(負半周)的控制也是這樣。 單相交交變頻電路輸出電壓和電流波形1OO23456圖4-20uoiott三相交-交變頻電路 三相交交變頻電路可以由3個單相交-交變頻電路組成，其基本結構如下圖所示。 如果每組可控整流裝置都用橋式電路，含6個晶閘管（當每

32、一橋臂都是單管時），則三相可逆線路共需36個晶閘管，即使采用零式（半橋）電路也須18個晶閘管。 三相交交變頻器的基本結構 輸出星形聯結方式三相交交變頻電路三相橋式交交變頻電路Single-phase Cycloconverter交交變壓變頻器（Cycloconverter) 因此，這樣的交-交變壓變頻器雖然在結構上只有一個變換環節，省去了中間直流環節，看似簡單，但所用的器件數量卻很多，總體設備相當龐大。 不過這些設備都是直流調速系統中常用的可逆整流裝置，在技術上和制造工藝上都很成熟，目前國內有些企業已有可靠的產品。交交變壓變頻器（Cycloconverter) 其他缺點：輸入功率因數較低，諧波

33、電流含量大，頻譜復雜，因此須配置諧波濾波和無功補償設備。 最高輸出頻率：（1/3 1/2）f1 。主要用于軋機主傳動、球磨機、水泥回轉窯等大容量、低轉速的調速系統。*6.3.2 電壓源型和電流源型逆變器電壓源型和電流源型逆變器 在交-直-交變壓變頻器中，按照中間直流環節直流電源性質的不同，逆變器可以分成電壓源型電壓源型和電流源型電流源型兩類，兩種類型的實際區別在于直流環節采用怎樣的濾波器實際區別在于直流環節采用怎樣的濾波器。下圖繪出了電壓源型和電流源型逆變器的示意圖。 兩種類型逆變器結構逆變器逆變器LdIdCdUdUd+-a) 電壓源逆變器b) 電流源逆變器圖6-15 電壓源型和電流源型逆變器

34、示意圖n電壓源型逆變器電壓源型逆變器（Voltage Source Inverter -VSI ），直流環節采用大電容濾波，因而直流電壓波形比較平直，在理想情況下是一個內阻為零的恒壓源，輸出交流電壓是矩形波或階梯波，有時簡稱電壓型逆變器。n電流源型逆變器電流源型逆變器（Current Source Inverter- CSI），直流環節采用大電感濾波，直流電流波形比較平直，相當于一個恒流源，輸出交流電流是矩形波或階梯波，或簡稱電流型逆變器。 與此相反，采用電壓源型的交-直-交變壓變頻調速系統要實現回饋制動和四象限運行卻很困難，因為其中間直流環節有大電容鉗制著電壓的極性，不可能迅速反向，而電流受

35、到器件單向導電性的制約也不能反向，所以在原裝置上無法實現回饋制動。*6.3.3 180導通型和導通型和120導通型逆變器導通型逆變器 交-直-交變壓變頻器中的逆變器一般接成三相橋式電路，以便輸出三相交流變頻電源，下圖為6個電力電子開關器件VT1 VT6 組成的三相逆變器主電路，圖中用開關符號代表任何一種電力電子開關器件。 三相橋式逆變器主電路結構CdVT1VT3VT5VT4VT6VT2ABCUd 2Ud 2RL圖6-17 三相橋式逆變器主電路 三相六拍逆變器控制方式 控制各開關器件輪流導通和關斷，可使輸出端得到三相交流電壓。在某一瞬間，控制一個開關器件關斷，同時使另一個器件導通，就實現了兩個器

36、件之間的換流。在三相橋式逆變器中，有180導通型和120導通型兩種換流方式。（1）180導通型控制方式 同一橋臂上、下兩管之間互相換流的逆變器稱作180導通型逆變器。n例如，當VT1關斷后，使VT4導通，而當VT4關斷后，又使VT1導通。這時，每個開關器件在一個周期內導通的區間是180，其他各相亦均如此。由于每隔60有一個器件開關，在180導通型逆變器中，除換流期間外，每一時刻總有3個開關器件同時導通。 但須注意，必須防止同一橋臂的上、下兩管同時導通，否則將造成直流電源短路，謂之“直通”。為此，在換流時，必須采取“先斷后通”的方法，即先給應關斷的器件發出關斷信號，待其關斷后留一定的時間裕量，叫

37、做“死區時間”，再給應導通的器件發出開通信號。 死區時間的長短視器件的開關速度而定，器件的開關速度越快時，所留的死區時間可以越短。為了安全起見，設置死區時間是非常必要的，但它會造成輸出電壓波形的畸變。A Nu t t t t180360540AuBuCu1800導通型逆變器 p 輸出波形 tOtOtOtOtOtOtOtOa)b)c)d)e)f)g)h)uAOuAOuABiAiduBOuCOuOOUdUd2Ud3Ud62 Ud3電壓型逆變電路的波形 （2）120導通型控制方式 120導通型逆變器的換流是在不同橋臂中同一排左、右兩管之間進行的。n例如，VT1關斷后使VT3導通，VT3關斷后使VT5

38、導通，VT4關斷后使VT6導通等等。這時，每個開關器件一次連續導通120，在同一時刻只有兩個器件導通，如果負載電機繞組是Y聯結，則只有兩相導電，另一相懸空。 p 電流型三相橋式逆變電路的輸出波形 tOtOtOtOIdiViWuUViU返回目錄返回目錄6.4 變壓變頻調速系統中的脈寬調制變壓變頻調速系統中的脈寬調制 (PWM)技術技術本節提要本節提要n問題的提出問題的提出n正弦波脈寬調制正弦波脈寬調制(SPWM)技術技術n消除指定次數諧波的消除指定次數諧波的PWM(SHEPWM)控制技術控制技術n電流滯環跟蹤電流滯環跟蹤PWM(CHBPWM)控制技術控制技術n電壓空間矢量電壓空間矢量PWM(SV

39、PWM)控制技術（或稱控制技術（或稱磁鏈跟蹤控制技術）磁鏈跟蹤控制技術） 問題的提出 早期的交-直-交變壓變頻器所輸出的交流波形都是六拍階梯波（對于電壓型逆變器）或矩形波（對于電流型逆變器），這是因為當時逆變器只能采用半控式的晶閘管，其關斷的不可控性和較低的開關頻率導致逆變器的輸出波形不可能近似按正弦波變化，從而會有較大的低次諧波，使電機輸出轉矩存在脈動分量，影響其穩態工作性能，在低速運行時更為明顯。 六拍逆變器主電路結構NN+-UVW圖5-9V1V2V3V4V5V6VD1VD2VD3VD4VD5VD6Ud2Ud2VT1VT6主電路開關器件 VD1VD6續流二極管VT3VT5VT4VT6VT2

40、VT1 六拍逆變器的諧波 為了改善交流電動機變壓變頻調速系統的性能，在出現了全控式電力電子開關器件之后，科技工作者在20世紀80年代開發了應用PWM技術的逆變器。 由于它的優良技術性能，當今國內外各廠商生產的變壓變頻器都已采用這種技術，只有在全控器件尚未能及的特大容量時才屬例外。6.4.1 正弦波脈寬調制正弦波脈寬調制(SPWM)技術技術1. PWM調制原理調制原理 把一個正弦半波分為N等分（這里取N=7），后將每一等分的正弦曲線與橫軸所包圍的面積都用等面積的等高矩形脈沖代替，矩形中點與正弦波每一等分中心重合。從而N個矩形脈沖就與正弦的半周等效。負半周同樣如此。 圖中就是期望的逆變器輸出SPW

41、M波形。各脈沖的幅值相同，故逆變器可由恒值直流電源供電即可。 具體實現方法：具體實現方法： (1)計算法；計算法； (2)“調制調制”法：法：將三角波作為載波（Carrier Wave)，正弦波作為調制波（Modulation wave），當調制波與載波相交時，由它們的交點確定逆變器開關器件的通斷時刻，從而獲得在正弦調制波的半個周期內呈兩邊窄中間寬的一系列等幅不等寬的矩形波。圖6-18 PWM調制原理主電路和控制電路框圖 按照波形面積相等的原則，每一個矩形波的面積與相應位置的正弦波面積相等，因而這個序列的矩形波與期望的正弦波等效。這種調制方法稱作正弦波脈寬調制（Sinusoidal pulse

42、 width modulation，簡稱SPWM），這種序列的矩形波稱作SPWM波。 參考正弦波振蕩器供給調頻、調幅的正弦信號，其（1）頻率決定逆變器輸出電壓的基波頻率；（2）幅值決定輸出電壓的大小。 2. SPWM控制方式n如果在正弦調制波的半個周期內，三角載波只在正或負的一種極性范圍內變化，所得到的SPWM波也只處于一個極性的范圍內，叫做單極性控制方式。n如果在正弦調制波半個周期內，三角載波在正負極性之間連續變化，則SPWM波也是在正負之間變化，叫做雙極性控制方式。 單相橋式PWM逆變電路 信號波載波圖6-4調制電路Ud+V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4uoRLuruc單相橋式PW

43、M逆變電路 VT1VT2VT3VT4圖 6 - 5urucuOtOtuouo fuo2sU2sU（1）單極性PWM控制方式（2）雙極性PWM控制方式圖 6 - 6urucuOtOtuouo fuo2sU2sU對PWM的制約條件1.開關頻率(Switching frequency)(1)開關固有的開關時間；(2)開關損耗。對SCR:f=300500HZ; GTO:f=12kHz; GTR:f=15kHz; IGBT:f=20kHz; P-MOSFET:f=50kHz.2.最小間隙時間與調制度（Modulation Index)為了保證主電路開關器件的安全工作，調制的脈沖波需有個最小寬度與最小間隙

44、的限制。n調制度： ， 一般取M=0.80.90 1rmtmUMU圖 6 - 6urucuOtOtuouo fuo2sU2sU 數字控制電路n自然采樣法移植模擬控制的方法，計算正弦調制波與三角載波的交點，求出脈寬和脈沖間隙時間，生成SPWM波,就是自然采樣法；n規則采樣法在工程上更實用的簡化方法，由于簡化方法的不同，衍生出多種規則采樣法。（1）自然采樣法原理（2）規則采樣法 規則采樣法，規則采樣法圖6-12ucuOturTcADBOtuotAtDtB 22rDuCrCu規則采樣法原理三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc自然采樣法中，脈沖中點不和三角波一周期的中點（即負峰點）重合規則采樣法使兩

45、者重合，每個脈沖的中點都以相應的三角波中點為對稱，使計算大為簡化在三角波的負峰時刻tD對正弦信號波采樣得D點，過 D作水平直線和三角波分別交于A、B點，在A點時刻 tA和B點時刻 tB控制開關器件的通斷脈沖寬度 和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近規則采樣法原理正弦調制信號波 式中，M 稱為調制度調制度，0 a 1；r為信號波角頻率。從圖中可得 2/22/sin1cDrTtMtMurrsin因此可得 三角波一周期內，脈沖兩邊間隙寬度)sin1 (421DrcctMTT)sin1 (2DrctMT 根據上述采樣原理和計算公式，可以用計算機實時控制產生SPWM波形，具體實現方法有：n查表法可以先離

46、線計算出相應的脈寬 等數據存放在EPROM中，然后在調速系統實時控制過程中通過查表和加、減運算求出各相脈寬時間和間隙時間。n實時計算法事先在內存中存放正弦函數和Tc /2值，控制時先查出正弦值，與調速系統所需的調制度M作乘法運算，再根據給定的載波頻率查出相應的Tc /2值，由計算公式計算脈寬時間和間隙時間。 由于PWM變壓變頻器的應用非常廣泛，已制成多種專用集成電路芯片作為SPWM信號的發生器，后來更進一步把它做在微機芯片里面，生產出多種帶PWM信號輸出口的電機控制用的8位、16位微機芯片和DSP。 4. PWM調制方法n載波比（載波比（Carrier Ratio)載波頻率 fc與調制信號頻率

47、 fr 之比N，既 N = fc / fr 根據載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調制方式分為同步調制和異步調制。（1）同步調制 同步調制同步調制N 等于常數，并在變頻時使載波和信號波保持同步。基本同步調制方式，fr 變化時N不變，信號波一周期內輸出脈沖數固定；三相電路中公用一個三角波載波，且取 N 為3的整數倍，使三相輸出對稱；（1）同步調制為使一相的PWM波正負半周鏡對稱，N應取奇數；fr 很低時，fc 也很低，由調制帶來的諧波不易濾除；fr 很高時，fc 會過高，使開關器件難以承受。同步調制三相PWM波形 ucurUurVurWuuUNuVNOtttt000uWN2Ud2Ud

48、（2）異步調制 異步調制異步調制載波信號和調制信號不同步的調制方式。通常保持 fc 固定不變，當 fr 變化時，載波比 N 是變化的；在信號波的半周期內，PWM波的脈沖個數不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內前后1/4周期的脈沖也不對稱；（2）異步調制當 fr 較低時，N 較大，一周期內脈沖數較多，脈沖不對稱產生的不利影響都較小；當 fr 增高時，N 減小，一周期內的脈沖數減少，PWM 脈沖不對稱的影響就變大。（3）分段同步調制把 fr 范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內保持N恒定，不同頻段N不同；在 fr 高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高；在 fr 低的頻段采用較高的

49、N，使載波頻率不致過低； 分段同步調制方式00.40.81.21.62.02.410203040506070802011479969453321圖6-11fr /Hzfc /kHz 分段同步調制方式（4）混合調制 可在低頻輸出時采用異步調制方式，高頻輸出時切換到同步調制方式，這樣把兩者的優點結合起來，和分段同步方式效果接近。5. PWM逆變器主電路及輸出波形圖6-19 三相橋式PWM逆變器主電路原理圖調制電路V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4ucV6VD6V5VD5VUWNNC+C+urUurVurW2Ud2UdVT1VT4VT3VT6VT5VT2圖6-20 三相橋式PWM逆變器的雙極性

50、SPWM波形 uuUNO tOOOOUd2-Ud2uVNuWNuUVuUN t t t tO turUurVurWucUd23Ud2 圖6-20為三相PWM波形，其中nurU 、urV 、urW為U，V，W三相的正弦調制波， uc為雙極性三角載波；nuUN 、uVN 、uWN 為U，V，W三相輸出與電源中性點N之間的相電壓矩形波形；n uUV為輸出線電壓矩形波形，其脈沖幅值為+Ud和- Ud ；nuUN為三相輸出與電機中點N之間的相電壓。*6.4.2 消除指定次數諧波的消除指定次數諧波的PWM(SHEPWM) 控制技術控制技術 脈寬調制（PWM）的目的是使變壓變頻器輸出的電壓波形盡量接近正弦波

51、，減少諧波，以滿足交流電機的需要。要達到這一目的，除了上述采用正弦波調制三角波的方法以外，還可以采用直接計算的下圖中各脈沖起始與終了相位1， 2， 2m的方法，以消除指定次數的諧波，構成近似正弦的PWM波形（Selected Harmonics Elimination PWMSHEPWM）。 特定諧波消去法的輸出波形圖6-9OtuoUd-Ud2a1a2a3圖6-21 特定諧波消去法的輸出PWM波形 對圖6-21的PWM波形作傅氏分析可知，其第k次諧波相電壓幅值的表達式為 （6-26） 式中 Ud變壓變頻器直流側電壓； i以相位角表示的PWM波形第i個起始或終了時刻。mkkUU1iiidkmco

52、s) 1(212 從理論上講，要消除第k次諧波分量，只須令式（6-26）中的 ，并滿足基波幅值為所要求的電壓值，從而解出相應的i值即可。 然而，圖6-21的輸出電壓波形為一組正負相間的PWM波，它不僅半個周期對稱，而且有1/4周期按縱軸對稱的性質。在1/4周期內，有 m 個值，即 m 個待定參數，這些參數代表了可以用于消除指定諧波的自由度。0kmU 其中除了必須滿足的基波幅值外，尚有（m-1）個可選的參數，它們分別代表了可消除諧波的數量。n例如，取 m=5，可消除 4 個不同次數的諧波。常常希望消除影響最大的 5、7、11、13 次諧波，就讓這些諧波電壓的幅值為零，并令基波幅為需要值，代入式（

53、6-26）可得一組三角函數的聯立方程。需要值54321dm1cos2cos2cos2cos2cos212UU05cos25cos25cos25cos25cos215254321dm5UU07cos27cos27cos27cos27cos217254321dm7UU 可采用數值法迭代，在上述方程組求解出開關時刻相位角 1 ，2 ， ， 然后再利用 1/4 周期對稱性，計算出 2m = - 1，以及 2m-1 . 各值。 這樣的數值計算法在理論上雖能消除所指定的次數的諧波，但更高次數的諧波卻可能反而增大，不過它們對電機電流和轉矩的影響已經不大，所以這種控制技術的效果還是不錯的。 由于上述數值求解方

54、法的復雜性，而且對應于不同基波頻率應有不同的基波電壓幅值，求解出的脈沖開關時刻也不一樣，所以這種方法不宜用于實時控制，須用計算機離線求出開關角的數值，放入微機ROM中，以備控制時調用。*6.4.3 電流滯環跟蹤電流滯環跟蹤PWM(CHBPWM)控制控制 技術技術 應用PWM控制技術的變壓變頻器一般都是電壓源型的，它可以按需要方便地控制其輸出電壓，為此前面兩小節所述的PWM控制技術都是以輸出電壓近似正弦波為目標的。 但是，在電流電機中，實際需要保證的應該是正弦波電流，因為在交流電機繞組中只有通入三相平衡的正弦電流才能使合成的電磁轉矩為恒定值，不含脈動分量。因此，若能對電流實行閉環控制，以保證其正

55、弦波形，顯然將比電壓開環控制能夠獲得更好的性能。 常用的一種電流閉環控制方法是電流滯環跟蹤 PWM（Current Hysteresis Band PWM CHBPWM）控制，具有電流滯環跟蹤 PWM 控制的 PWM 變壓變頻器的A相控制原理圖示于圖6-22。1. 滯環比較方式電流跟蹤控制原理 圖6-22 電流滯環跟蹤控制的A相原理圖負載L+-iiaia*V1V42Ud2UdVD4VD1HBCVT1VT4 圖中，電流控制器是帶滯環的比較器，環寬為2h。 將給定電流 i*a 與輸出電流 ia 進行比較，電流偏差 ia 超過時 h，經滯環控制器HBC控制逆變器 A相上（或下）橋臂的功率器件動作。B

56、、C 二相的原理圖均與此相同。 采用電流滯環跟蹤控制時，變壓變頻器的電流波形與PWM電壓波形示于圖6-23。n如果， ia i*a ， 且i*a - ia h，滯環控制器 HBC輸出正電平，驅動上橋臂功率開關器件VT1導通，變壓變頻器輸出正電壓，使ia增大。當ia增長到與i*a相等時，雖然 ia =0，但HBC仍保持正電平輸出，保持導通，使ia繼續增大。n直到達到ia = i*a + h ， ia = h ，使滯環翻轉，HBC輸出負電平，關斷VT1 ，并經延時后驅動VT4 但此時未必能夠導通，由於電機繞組的電感作用，電流不會反向，而是通過二極管VD4續流，使VT4受到反向鉗位而不能導通。此后，

57、 ia逐漸減小，直到 時， ，到達滯環偏差的下限值，使 HBC 再翻轉，又重復使VT1導通。這樣， VT1與VD4交替工作，使輸出電流ia 與給定值i*a之間的偏差保持在h范圍內，在正弦波上下作鋸齒狀變化。從圖 6-23 中可以看到，輸出電流是十分接近正弦波的。2ttaaiih電流滯環控制滯環比較方式的指令電流和輸出電流 O圖6-23tiii*+ Ii*- Ii*圖6-23 電流滯環跟蹤控制時的電流波形 圖6-23給出了在給定正弦波電流半個周期內的輸出電流波形和相應的相電壓波形。可以看出，在半個周期內圍繞正弦波作脈動變化，不論在的上升段還是下降段，它都是指數曲線中的一小部分，其變化率與電路參數

58、和電機的反電動勢有關。三相電流跟蹤型PWM逆變電路 圖6-24 三相電流跟蹤型PWM逆變電路 +-iUi*UV4+-iVi*V+-iWi*WV1V6V3V2V5UdUVWVT1VT4VT6VT2VT3VT5三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形 圖6-25Oti*UOtuABiUi 因此，輸出相電壓波形呈PWM狀，但與兩側窄中間寬的SPWM波相反，兩側增寬而中間變窄，這說明為了使電流波形跟蹤正弦波，應該調整一下電壓波形。 電流跟蹤控制的精度與滯環的環寬有關，同時還受到功率開關器件允許開關頻率的制約。當環寬選得較大時，可降低開關頻率，但電流波形失真較多，諧波分量高；如果環寬太小，電流波形雖然較好，

59、卻使開關頻率增大了。這是一對矛盾的因素，實用中，應在充分利用器件開關頻率的前提下，正確地選擇盡可能小的環寬。小小 結結 電流滯環跟蹤控制方法的精度高，響應快，且易于實現。但受功率開關器件允許開關頻率的限制，僅在電機堵轉且在給定電流峰值處才發揮出最高開關頻率，在其他情況下，器件的允許開關頻率都未得到充分利用。為了克服這個缺點，可以采用具有恒定開關頻率的電流控制器，或者在局部范圍內限制開關頻率，但這樣對電流波形都會產生影響。6.4.4 電壓空間矢量電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制技術控制技術 （或稱磁鏈跟蹤控制技術）（或稱磁鏈跟蹤控制技術）本節提要n問題的提出n空間矢量的定義n電壓與磁鏈空間矢

60、量的關系n六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉磁場n電壓空間矢量的線性組合與SVPWM控制 n 問題的提出 經典的SPWM控制主要著眼于使變壓變頻器的輸出電壓盡量接近正弦波，并未顧及輸出電流的波形。而電流滯環跟蹤控制則直接控制輸出電流，使之在正弦波附近變化，這就比只要求正弦電壓前進了一步。然而交流電動機需要輸入三相正弦電流的最終目的是在電動機空間形成圓形旋轉磁場，從而產生恒定的電磁轉矩。 如果對準這一目標，把逆變器和交流電動機視為一體，按照跟蹤圓形旋轉磁場來控制逆變器的工作，其效果應該更好。這種控制方法稱作“磁鏈跟蹤控制磁鏈跟蹤控制”，下面的討論將表明，磁鏈的軌跡是交替使用不同的電壓空間矢量得到