1、二極管鉗位型單相三電平逆變器空間矢量脈寬調制方法引言近年來，在高壓大功率應用領域多電平功率變換器技術成為研究的一個熱點。多電平逆變器相對于兩電平逆變器具有輸出電壓更接近正弦波、能降低器件的耐壓等級和減小器件的開關損耗等優點，在電力、冶金、礦山、石化等中高壓大功率場合得到了廣泛應用。基本的多電平拓撲結構歸納起來有3種：H橋級聯型、二極管鉗位型和飛跨電容型。其中二極管鉗位型(neutral point clamped，NPC)多電平逆變器由于結構簡單，無需復雜變壓器而更具有應用前景。針對這3種拓撲結構應運而生了多種調制方法和控制策略，從廣義的范疇看，分為載波脈寬調制(pulse width mod

2、ulation，PWM)和空間矢量脈寬調制(space vector pulse width modulation，SVPWM)技術。SVPWM方法具有物理概念清晰、電壓利用率高、易于數字實現等優點，在三相拓撲結構中得到了廣泛的應用。傳統單相多電平逆變器大多采用載波PWM方法，存在實現方法較為復雜，且不易對直流側中點電位波動進行有效控制的缺點。本文提出一種適用于單相三電平拓撲結構的SVPWM方法，具有形式簡單，易于DSP編程實現等特點。針對二極管鉗位型拓撲結構存在直流側電容中點電位波動的固有缺點，電壓前饋的方法可以用來解決單相對稱三電平逆變器直流側電容電壓不平衡問題，使得中點電位波動得到了一定

3、的控制，但存在電壓平衡系數難以選擇，控制方法實現較為復雜的缺點。有文獻提出采用調整小矢量的時間分配因子實現了三相三電平逆變器中點電位的精確控制。本文借鑒了這一思想，用于實現對單相對稱三電平逆變器直流側中點電位的控制。本文以單相對稱三電平NPC型逆變器和新型不對稱三電平逆變器為研究對象，將三相NPC型逆變器SVPWM方法引入到單相NPC型逆變器中，提出一種單相三電平NPC型空間矢量脈寬調制方法，該方法將單相空間矢量圖分為4個區間，根據伏秒平衡原理，利用區間內的兩個電壓矢量實現對參考電壓矢量的合成。將本文所提SVPWM方法分別應用于單相對稱三電平逆變器和不對稱三電平逆變器中，并對兩種拓撲結構在器件

4、數量、控制方法和輸出波形質量上進行了對比分析。為了驗證本文所提方法的正確性和有效性，文中對兩種拓撲結構進行仿真和實驗驗證。1單相二極管鉗位型三電平逆變器主電路單相對稱三電平逆變器主電路拓撲如圖1(a)所示。采用8個功率開關器件(如Sa1Sa4)和4個鉗位二極管(如D1D2)來構成兩組對稱的橋臂。設直流側母線電壓UD=E，直流側電容C1=C2，若電容電壓相等，則Udc1=Udc2=E/2，以O點為參考點，則每相橋臂可以輸出3個電平：+E/2，0和-E/2，分別對應狀態P、O和N，則逆變器輸出電壓UAB有5個電平狀態：±E、±E/2和0。兩組橋臂共有9種開關組合，對應9種工作模

5、式，單相對稱三電平逆變器開關狀態與交流側輸出電壓的關系表如表1所示，其中Sa、Sb分別表示A、B橋臂功率管的工作狀態。有文獻提出了一種單相不對稱三電平逆變器拓撲結構，如圖1(b)所示。該拓撲結構由6個功率器件和2個鉗位二極管構成，其中A橋臂為半橋二極管鉗位型逆變器結構，B橋臂為傳統兩電平半橋逆變器結構，同樣以O點為參考點，則UAO可以輸出3個電平：+E/2，0和-E/2，UBO可以輸出+E/2和?E/2兩個電平，同樣逆變器輸出電壓UAB也可以有5個電平狀態。單相對稱三電平逆變器共有9個工作狀態，根據每個工作狀態對應的輸出電壓UAB的大小，定義PN和NP為大矢量，PO、OP、ON和NO為小矢量，

6、而PP、OO和NN為零矢量。分析可知，小矢量PO與ON，OP與NO互為冗余小矢量，零矢量PP、OO和NN互為冗余零矢量。由于單相不對稱三電平逆變器B橋臂的兩電平拓撲結構，使得逆變器只有6個工作狀態。2單相對稱三電平逆變器空間矢量脈寬調制方法2.1單相三電平逆變器SVPWM圖SVPWM方法在三相拓撲結構中得到了廣泛應用，。本文根據電壓矢量的模長大小，將單相三電平空間矢量圖分成4個區間，根據參考電壓矢量V所在的區間，選擇該區間內的兩個電壓矢量進行合成。設逆變器希望輸出的電壓為UAB=MEcost，如圖2所示，逆變器輸出電壓UAB為矢量V在軸上的投影，矢量V的模長|V|=ME，且矢量以角頻率逆時針旋

7、轉。其中M為調制比，范圍在0到1之間。2.2輸出矢量的作用順序單相三電平逆變器9種工作狀態將空間矢量圖劃分為4個區間，如圖2所示。當參考電壓矢量位于區間1時，矢量由PO(ON)和PN合成，當參考電壓矢量位于區間2時，矢量由PO(ON)和OO(PP、NN)合成，當參考電壓矢量位于區間3和4時，情況類似。為了減小器件的開關頻率和損耗，本文采用了一種首發矢量為正(負)小矢量的五段式最優空間矢量脈寬調制方法。參考電壓矢量在各個區間內的輸出矢量的作用順序如表2所示，以首發矢量為正小矢量為例，當首發矢量為負小矢量時，情況類似。從表2可以看出開關狀態的每一次變化都只有一相橋臂的兩個互補開關管的開關狀態發生了

8、變化，從而減少了開關損耗和降低了開關頻率。圖3是參考電壓矢量位于區間1和2時，輸出電壓矢量的時序圖，當參考電壓矢量位于其它兩個區間時，情況類似。其中Sax_PWM表示A橋臂開關管Sax的導通或關斷信號，x=1，2，B橋臂類似。2.3輸出電壓矢量的作用時間根據伏秒平衡原理，即由式(1)，可求得每個輸出矢量的作用時間，如表3所示。其中，Ts為開關周期，E為直流側電壓值。2.4直流側電容電壓平衡的控制直流側電容中點電位波動是二極管鉗位型拓撲結構存在的固有缺點，而三電平中點鉗位型逆變器在運行過程中必須要保證直流側中點電位平衡，否則負載中會出現偶次諧波，部分開關器件所承受的電壓應力也會增大，不利于逆變器

9、的安全運行。大矢量和零矢量對中點電位沒有影響，而小矢量卻影響著中點電位的平衡。圖4是正小矢量PO與負小矢量ON作用電路圖。中點電位的不平衡，歸根到底是由于流入或流出中點的電流存在造成的，使得直流側兩個電容一個放電，一個充電，導致中點電位發生偏移。由圖4可知，當正小矢量PO作用時io=iL，而負小矢量ON作用時io=?iL。因此，它們對中點電壓的影響相反，可以通過調整正負小矢量的作用時間來實現對逆變器中點電位的精確控制。引入電壓調整系數f(0<f<1)對小矢量作用時間進行調節，以參考電壓矢量位于區間1為例，其輸出矢量的作用順序為POPNONPNPO。其中，小矢量PO與ON互為冗余矢量

10、，若其總的作用時間為T，令正小矢量PO的作用時間為Tp=fT，則負小矢量的作用時間為Tn=(1-f)T。這樣在獲得直流側電容電壓偏差的情況下，根據負載電流的方向，調整正負小矢量的作用時間可以有效的控制電容中點電位的平衡。3新型單相不對稱三電平逆變器SVPWM方法有文獻提出了一種單相二極管鉗位型不對稱三電平拓撲，并將其應用于整流電路。本文將該拓撲應用于逆變狀態。新型不對稱三電平逆變器共有6個工作狀態，圖5為其對應的空間矢量圖。運用本文第2部分提出的空間矢量脈寬調制方法，容易得出參考電壓矢量的作用順序和輸出矢量作用的時序圖，如圖6所示，而輸出矢量的作用時間與表3相同。由新型不對稱三電平逆變器空間矢

11、量圖可知，B橋臂的兩電平結構導致了小矢量不存在冗余狀態，因而不能通過調整正負冗余小矢量的作用時間來調整中點電位平衡，中點電位存在一定的波動(本文后面的仿真結果將會看到)，因而直流側電容需要2個獨立電源。由輸出電壓矢量時序圖圖6可知，B橋臂開關管Sb1和Sb2的開關頻率較低，但承受較高的電壓。因此可以考慮采用耐壓值較高，開關頻率相對較低的IGCT或GTO器件，而A橋臂可以采用開關頻率較高的器件，如IGBT，使其工作在較高頻率，而承受較小的電壓應力，這樣充分發揮了這些開關器件的特性。表4為兩種拓撲結構在器件數量和輸出電壓諧波含量的比較，可以看出，新型單相不對稱單相三電平逆變器輸出電壓的總諧波畸變率

12、(total harmonic distortion，THD)含量略低，但兩種拓撲輸出波形質量相差不大。新型單相不對稱三電平逆變器開關器件數量少于單相對稱三電平逆變器，但直流側需要兩個獨立的直流電源。4仿真和實驗結果為了驗證本文所提空間矢量脈寬調制方法的正確性和有效性，本文對兩種電路拓撲進行了仿真和實驗驗證。仿真參數為：系統的直流側電壓為600 V，電容C1=C2=2 200F，阻感負載R=68，L=15 mH，采樣頻率為10 kHz，基波頻率為50 Hz。圖7為調制比M=0.83，新型單相不對稱三電平拓撲采用單個直流電源時，采用本文所提SVPWM方法直流側兩電容電壓Udc1和Udc2波形，可

13、以看出電容電壓存在較大波動，勢必造成負載電流諧波含量增大，器件也會承受較大的開關應力，因此新型單相不對稱逆變器直流側需采用兩個直流電源對電容C1和C2單獨供電。圖8為單相不對稱三電平拓撲結構的仿真結果，其中直流側采用兩個直流電源。圖8(a)為調制比M=0.83時，逆變器輸出電壓UAB的波形。圖8(b)為輸出電壓UAB的頻譜分析，經過計算其THD=3.90%。圖9為單相對稱三電平拓撲結構的仿真結果。圖9(a)為直流側兩電容電壓的偏差，由圖可知，中點電位波動較小，驗證了本文所提中點電位控制方法的正確性。圖9(b)為調制比為M=0.83時，逆變器輸出電壓UAB的波形。圖9(c)為輸出電壓UAB的頻譜

14、分析，計算得其THD=5.96%，略高于新型不對稱三電平拓撲結構。實驗采用TI公司TMS320F2812作為控制電路的核心，主電路的開關器件選用IRFP450 MOS管，直流側選用兩個2200F的電容，直流側母線電壓為60V，負載為阻感負載，電阻值為68，電感為15 mH，采樣頻率為10 kHz。圖10為調制比M=0.83時，單相不對稱和對稱三電平逆變器輸出電壓UAB的實驗波形，由圖可以看出，兩種拓撲結構在調制比相同時輸出電壓波形基本相同，實驗和仿真結果一致。圖11為負載電流實驗波形。為了驗證在初始時刻電容電壓不相等時，本文所提SVPWM方法對單相對稱三電平拓撲直流側中點電位的控制能力，做了相應的仿真和實驗。初始時刻，Udc1=60V，Udc2=0V。圖12為直流側兩電容電壓仿真和實驗動態波形。系統運行后直流側電容電壓能很快穩定在30V，且穩定后電容電壓波動很小。仿真和實驗結果基本一致，仿真和實驗結果表明