1、吉林大學學士學位論文（設計）承諾書 本人鄭重承諾：所呈交的學士學位畢業論文（設計），是本人在指導教師的指導下，獨立進行實驗、設計、調研等工作基礎上取得的成果。除文中已經注明引用的內容外，本論文（設計）不包含任何其他個人或集體已經發表或撰寫的作品成果。對本人實驗或設計中做出重要貢獻的個人或集體，均已在文中以明確的方式注明。本人完全意識到本承諾書的法律結果由本人承擔。 學士學位論文（設計）作者簽名： 年 月 日摘要本文在分析造成電網諧波污染原因的基礎上，根據設計指標提出的220V交流輸入，直流電壓400V /200W的輸出要求，設計了單相有源功率因數校正電路。該電路由功率變換電路、控制電路和輔助電

2、源電路組成。通過對升壓式、降壓式、升降壓式和反激式拓撲的工作原理進行分析比較，選取升壓拓撲作為功率變換電路，以保證較高的電源效率和功率因數；控制電路選取具有電壓反饋和電流反饋的雙反饋環集成芯片UC3854，以保證穩定的輸出電壓和與輸入電壓同相位、正弦化的輸入電流波形；輔助電源電路采用磁集成技術，將電感和變壓器集中在一個磁芯設計，達到了減少成本、縮小體積的目的。經測試，在220V交流輸入的條件下，本文設計的電路可提供400V直流電壓、200W功率輸出，輸入電流和電壓相位相同，諧波失真率低，且功率因數在0.95以上。長時間工作后，輸出電壓和輸入電流保持穩定，器件溫升不超過50，滿足設計指標要求，實

3、現了功率因數校正的目的。關鍵詞 功率因數 Boost 乘法器 UC3854AbstractThis paper analyses the reasons of harmonic pollution. According to the design requirements of the 200W output power, output 400V DC and 220V AC input requirements, design a single-phase active power factor correction circuit. The circuit consists of powe

4、r conversion circuit, control circuit and auxiliary power circuit. By analyzing and comparing the work principles of the boost, buck, buck-boost and flyback topology, we choose the boost circuit topology. In order to guarantee the power efficiency and high power factor, control circuit selects the i

5、ntegrated chip UC3854 with double feedback loops of the voltage feedback and current feedback in order to guarantee a stable output voltage and sinusoidal input current waveform that phase with the input voltage. Auxiliary power supply circuit adopts the technology of integrated magnetic. Inductor a

6、nd transformer focus on a core design, reducing the cost and volume . After testing, with the 220V AC input condition, this design can provide 400V DC voltage, 200W power output, input current and voltage phase same, low distortion rate of harmonic, and the power factor above 0.95. After long time w

7、ork, the output voltage and input current are stable, and the temperature rise of devices is below 50 , meeting the requirements of design and the purposes of power factor correction.Keywords: Power Factor; Boost; Multiplier; UC3854目錄1 緒論11.1 課題研究的背景和意義11.2 開關電源的功率因數校正11.3 本課題研究內容42 單相有源功率因數校正電路方案選擇

8、52.1 單相有源功率因數校正電路總體結構52.2 單相有源功率因數校正電路拓撲選擇與比較62.3連續模式和不連續模式下Boost電路對比83 功率變換電路參數設計113.1 Boost輸出電感L的選擇113.2 Boost電感器的制作123.3 Boost輸出電容的選擇143.4 功率開關管與整流二極管的選擇164 控制電路參數設計184.1 功率因數校正芯片UC3854184.2 UC3854實現輸入電網電流的正弦化194.3 UC3854乘法器的設定214.3.1前饋電壓信號VRMS224.3.2電壓誤差放大輸出VAOUT234.3.3乘法器輸入電流IAC234.4 UC3854芯片控制

9、電源輸出功率244.5 Boost電路開關頻率的選擇254.6 電流誤差放大器的補償264.7 UC3854的峰值電流控制285 輔助電源參數設計305.1 磁集成技術305.2 18V三極管串聯穩壓電路306 測試結果分析326.1 測試指標與測試方法326.2 電感和輸出結果測試326.3 關鍵波形測試與分析33總結35參考文獻361 緒論1.1 課題研究的背景和意義以開關電源為代表的各種電力電子設備為我國工業生產和社會生活的發展做出了巨大貢獻，但是廣泛應用于電力電子設備中的不可控二極管整流器，使電源線上產生脈沖電流，導致輸入電流不是正弦波，含有很高的諧波分量，結果是使輸入電流流過線路阻抗

10、時產生諧波壓降，諧波壓降的產生使正弦波電網電壓波動進而產生畸變，最終電能質量下降，污染了電網任凌，李思揚，王志強.有源功率因數校正技術綜述J.通信電源技術，2005,22（4）:23-25.。隨著諧波電流污染的日益加重，電網的質量已經不能得到保證，國際電工委員會( IEC) 1998年制定了IEC61000-3-2標準，功率因數校正電路也越來越受到人們的重視。功率因數校正電路（PFC）分為有源和無源兩種，無源功率因數校正電路通過增加電感、電容等無源器件抑制脈沖電流，提高功率因數，但是這種方法功率因數只能校正到0.8左右，諧波抑制在50%左右。而有源功率因數校正電路不僅體積小，同時還能夠將功率因

11、數提高接近1，并保持直流輸出電壓的恒定。在地球物理探測儀器中，有源功率因數校正電路的應用能夠極大的減小發電機輸出電流的脈動，提高發電機的可靠性；減緩AC-DC電源內的大電容的充電電流脈動，提高電源穩定性；使發電機能夠在滿載功率下工作，從而減小發電機的容量。1.2 開關電源的功率因數校正功率因數一詞是來自于基本的交流電路原理。當正弦交流電源給感性或者容性負載供電時，負載電流雖然也是正弦的，但是與輸入電壓相比會滯后或者超前一定的角度。實際上傳遞到負載的功率只有ViIisin。只有與負載兩端的電壓同相位的輸入電流分量Iicos向負載提供功率，功率因數定義為cos。在開關電源領域，任何電路結構能夠使輸

12、入電網電流非正弦化或使輸入電流產生諧波都會降低電路的功率因數進而產生功率損耗。因為與負載兩端電壓垂直的輸入電流分量（Iisin）不能夠向負載提供功率，而是在輸入電源內部和輸入線路電阻上將功率消耗Huber L, Jang Y, Jovanovic M.Performance Evaluation of Bridgele-ss PFC Boost RectifiersJ.IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 23(3)：1381-1390.。對于在橋式整流器后面接入電容濾波的開關電源，會造成輸入電網電流的上升沿和下降沿都很陡的窄脈沖。這些脈沖

13、的有效值會很高，不僅消耗功率還會產生很多的電磁干擾問題。以交流電路原理術語來說，這種電源功率因數較低。功率因數校正電路的作用就是要消除這種輸入電網電流尖峰，從而使輸入電流正弦化并且和輸入電壓同相位，最終得到一個比交流輸入電壓峰值略高的穩定直流電壓輸出。由圖1.1（a）和圖1.1（b）可知，如果沒有濾波電容Co并且負載為純阻性，那么輸出電壓Vo將會是正弦半波ABXCDYEF，從整流器出來的電流和輸入端吸收的電網電流也將會是相同的正弦半波，并且與正弦輸入電壓同相位，功率因數是1。如果將輸入電壓和電流的有效值定為Vi和Ii，那么輸入功率和輸出功率可以表示為Vi·Ii。像ABXCDYEF（圖

14、1.1（b）這樣的正弦半波輸出電壓在很多場合都不適用。因為整流器的目的是將交流輸入電壓變換成紋波盡量小的直流電壓，也正是因為如此，我們才接入電容Co用來產生波形ABCDEF。從而產生比較高的直流電壓分量（在B和C或D和E的中間）和較低的B-C或C-D的峰峰值紋波。因為在B和C或D和E之間，所有的整流二極管都會被反偏，不會有電網電流流過，負載的電流由電容Co提供。在A、C和E時刻，上升的輸入電壓會使整流二極管正向導通，此時電網電流流經負載并且給電容充電，以補償其單獨給負載供電所損失的電荷。圖1.1 (a)和(b)輸入橋式整流器后面接電容濾波器和不接電容濾波器的電 壓波形，(c)連接電容Co時的輸

15、入電網電流波形在選用合適的濾波電容Co時，電網電流波形如圖1.1（c）所示，它是每個正弦半波輸入電壓前端的一系列的電流窄脈沖。濾波電容值越大，輸入電流的脈沖寬度則越窄，上升和下降時間更短，峰值更高，有效值更大。功率因數校正技術的目的就是為了消除這窄而陡的電網電流脈沖。因為這些電流會引起頻射干擾（RFI）問題，更為嚴重的是，它的有效值比負載所需要輸出功率要大，這就造成了濾波電容的溫升提高從而降低了其可靠性Itoh J-I, Ashida I. A novel three-phase PFC rectifier using a harmonic current injection MethodJ.

16、 IEEE Transactions on Power Electronics, 2008, 23(2)：715-722.。1.3 本課題研究內容本課題的主要目的在于設計單相有源功率因數校正電路電源模塊。根據最終輸出的結構參數，要求供電電源提供功率200W、電壓400V的直流輸出。綜上所述，本課題主要工作有：學習開關電源功率變換器拓撲與設計、電力電子技術計算機仿真、磁集成電感器的設計方法以及PCB軟件設計等知識，完成有源功率因數校正電路的設計，包括功率因數校正電路、PWM控制電路和功率變換器拓撲的設計與參數計算。預期目標為：提供能夠進行功率因數校正功能的的PCB板制電源，該電源的具體指標要求為

17、：A、輸入電壓為220V交流；B、輸出電壓為400V直流，功率200W以上；C、功率因數0.95以上，效率80%以上。2 單相有源功率因數校正電路方案選擇2.1 單相有源功率因數校正電路總體結構根據設計內容要求，220V交流電經過輸入電路整流通過功率變換電路，轉換為直流電。首先利用經典的脈寬調制技術(PWM)來調整輸出功率的大小，為負載所需要的功率。利用電路中電感能夠儲能的特性，通過控制脈沖波寬度來調整開關管的導通時間，從而將交流輸入電壓變換成一串電壓脈沖波，最后利用電容和快恢復二極管將一系列的電壓脈沖轉換成穩定的直流輸出電壓。通過采樣電路將輸出電壓與一個參考電壓進行比較，然后產生的電壓誤差進

18、行放大并反饋至PWM控制器。使用誤差電壓反饋信號構成電壓反饋環來維持輸出電壓的恒定。當輸出電壓高于期望值時，誤差電壓反饋信號會使得脈沖波寬度減小，降低輸出電壓，從而使輸出電壓保持穩定Abraham I.Pressman.開關電源設計M.王志強，譯.北京：電子工業出版社，2008.。在有源功率因數校正電路中進行脈沖寬度調節的同時我們加入另外一個電路，構成電流反饋環，調節來自交流電源的輸入電流保持正弦波形并與交流輸入電壓同相位。但是此時由整流后的交流輸入電壓和輸出直流電壓的變化共同組成誤差電壓反饋信號，最后誤差電壓反饋信號傳送到PWM控制器，保持輸出電壓穩定。由上述內容可知整個電路結構中存在兩個反

19、饋環，電流反饋環調節輸入電流與輸入電壓同相位，電壓反饋環保證輸出電壓為穩定的直流電壓。單相有源功率因數校正電路的總體框圖如圖2.1所示。圖2.1 有源功率因數校正原理框圖2.2 單相有源功率因數校正電路拓撲選擇與比較 方案一：降壓式降壓式拓撲中功率開關管需要承受的電壓值較大，所以對開關管要求比較高，同時電路產生噪聲干擾很大，濾波困難，控制電路的控制信號不穩定，容易產生誤觸發，因此很少被采用。方案二：升/降壓式 升/降壓式拓撲本身就需要使用二個功率開關管進行能量的儲存和釋放，但是其中一個功率開關管的驅動控制信號不穩定，容易造成誤觸發，電路結構比較復雜，在實際應用中較少采用Sanjaya Mani

20、ktala.精通開關電源設計M.王志強，譯.北京：人民郵電出版社，2008.。方案三：反激式 反激式拓撲輸出端與輸入端使用變壓器進行隔離，可以任意選擇輸出電壓的大小，對輸入電流使用簡單的電壓型控制信號，采用固定占空比使電流固定跟隨電壓，一般常用于功率在150W 以下的應用場合。方案四：升壓式升壓式（boost）拓撲中輸入電流控制方式采用簡單電流型控制，功率因數值比較高，總諧波失真（THD）小，電路效率高。一般用于 752000W 功率范圍的應用場合，實際應用中多數采用此類拓撲。由于本文設計的校正電路預期輸出功率為200W以上，輸出電壓達到400V，結合各類拓撲的優缺點最終選擇升壓式Boost拓

21、撲。單相有源功率因數校正電路Boost基本電路如圖2.2所示Kong P, Wang S, Lee F C. Common Mode EMI Noise Suppression for Bridgeless PFC ConvertersJ.IEEE Transactions on Power Electronics, 2008, 23(1)：291-297.。圖2.2 單相功率因數校正Boost基本電路升壓式拓撲具有以下優點： （1）電路中的電感 L 能夠滿足主控芯片電流型控制的要求。 （2）由于升壓型有源功率因數校正電路的預調整作用在輸出電容器 C上保持高電壓，所以電容器 C 體積小、儲能大

22、。 （3）在整個交流輸入電壓變化范圍內能保持很高的功率因數。 （4）輸入電流工作在連續模式，并且在有源功率因數校正電路的開關瞬間輸入電流小，不會產生尖峰，易于 EMI 濾波。 （5）升壓電感 L 能夠防止的主電路上電壓、電流的突變，提高了電路工作可靠性。2.3連續模式和不連續模式下Boost電路對比Boost變化器能夠在連續模式和不連續模式下工作。在應用到功率因數校正電路中時，連續工作模式下的Boost拓撲更適用于產生相對比較平滑的、沒有紋波的正弦輸入電流，這一點從圖2.3也可以看出。圖2.3是在連續工作模式下恒定直流輸入的Boost變化器的波形。連續模式和不連續模式下的Boost電路有很大差

23、別。對于不連續工作模式，電感L的取值比較小，能夠產生一個斜率較大的輸入電流給Q（di/dt=Vin/L）。當Q關斷時，在電感L上存儲的所有電流或能量便通過D傳遞給負載。因為L上的電感值比較小，所以通過D的電流下降斜率也比較大di/dt=(Vo-Vin)/L，而且Q在下一次導通之前D上的電流就已經下降到0。因此輸入電流在一個周期內是不連續的，電流值等于Q導通時流過Q的電流值與Q關斷時流過D的電流值之和，它由上升和下降斜率很陡的電流，以及到下一個導通周期前的零值電流組成。對于圖2.3所給出的連續工作模式下的Boost拓撲，電感L的取值會比較大。Q的電流形狀由直流階梯加緩升斜坡組成，而D的電流下降斜

24、率也比較小。最為重要的是，關斷后直到下一次導通之間的電流值不為零。如圖2.3（e）所示，輸入電流是電流IQ和ID之和。如果L的值很大，電流變化的斜率很小，可以將輸入電流在一個開關周期內 看成是一個恒值Iav，其峰峰值紋波I很小，此時的輸入功率為Vin·IavBadin A A,Barbi I.Unity power factor isolated three-phase rectifier with split DC-bus based on the scott transformerJ.IEEE Transactions on Power Electronics, 2008, 23

25、(3)：1278-1287.。當輸入為交流時，Boost變換器接在橋式整流器之后，如圖2.2所示。圖2.3 恒定直流電壓輸入的連續工作模式下的Boost變換器在輸入正弦半波電壓的任意時刻，通過PWM控制器調節Q的導通時間，將瞬間電壓值升高到所要求的直流輸出電壓值。對于幅值不同的輸入正弦半波電壓，通過直流電壓誤差放大器、PWM控制器和直流基準電壓使用負反饋環來調節Q的導通時間，最終獲得一個比較恒定的直流電壓輸出。在整個正弦半波周期內，通過RS檢測每一瞬時輸入電流，使它的大小與瞬時輸入的正弦半波電壓大小成正比。在任意一個導通區間內，電流流經L、Q和RS后返回橋式整流器的負端。隨后的關斷區間內，電流

26、流經L、D和RO及與RO并聯的CO，再經過RS返回橋式整流器的負端。通過選取L值較大的電感，可以使整個開關周期內電流紋波值很小。Q的開關頻率越高，RS上就越可能出現很多窄電流尖峰疊加情況，如圖2.2所示，疊加情況的嚴重程度與開關頻率有關，可能會產生電磁干擾問題，但是只要在RS兩端并聯一個很小的電容就可以解決。3 功率變換電路參數設計3.1 Boost輸出電感L的選擇 圖3.1為功率變換電路Boost拓撲的原理圖。圖3.1 Boost拓撲結構圖 Boost電感的選擇條件是必須滿足正弦輸入電壓到達最大值時，電網的紋波電流最小并且符合要求。我們在輸入功率最大、輸入電壓最小時選擇電感，正弦波電流峰值I

27、p達到最大值張興柱. 開關電源功率變換器拓撲與設計M.北京：中國電力出版社，2009.。紋波電流為I，它是當MOS管導通達到最大時Tonx，即電感L上的電壓VL最小時的L的電流該變量。Vrn和Irx用來表示電壓有效值最小值和電流有效值最大值。L=VLnTonxI=1.41VrnTonxI(3. 1) Ip=1.41PoEVrn(3. 2)且選擇I=0.2Ip，則有I=0.2×1.41PoEVrn=0.282PoEVrn(3. 3)則由式3.1和式3.3可得L=5.0Vrn2ETonxPo(3. 4)現在Tonx=T1-VLnVo(3. 5)設置Vo大于VLx10%（VLx是輸入電壓達

28、到最大時正弦峰值），可得Tonx=T1-VLn1.1VLx(3. 6)由于VLnVLx=VrnVrx，取Vrn=90V，Vrx=250V，則由式3.6可得Tonx=T1-901.1×250=0.673T(3. 7)又由式3.4和式3.7可得L=3.37Vrn2TEPO(3. 8)因此，當Vrn=90V，f=100kHzT=10s，E=85%，PO=250W時，由式3.8可得L=3.3790210×10-60.85250=928H(3. 9)3.2 Boost電感器的制作由式3.9可知計算電感量為928µH，應用時我們取整數值L=1mH。由式3.10可以計算峰值電流

29、IP=1.41×25085%×90=4.61A(3. 10)取B=0.2T，j=5A/mm2AP=500LIPBj=500×0.001×4.6120.2×5=10.6722(cm4)(3. 11)按AP選擇磁芯R.Petkov. Optimum Design of a High-Power, High-Frequency TransformerJ.IEEE Transactions on Power Elec-tronics,1996.1,1(11):33-42.，選用EE55型磁芯，其外形如圖3.2所示，查閱磁芯參數手冊可知其尺寸如表3.1所

30、示Colonel Wm.T.Mclyman.變壓器與電感器設計手冊（第三版）M.龔紹文，譯.北京：中國電力出版社，2009.，查得有關參數為面積積AP=15.4698cm4，有效截面積AC=3.54cm2，窗口面積Wa=4.37cm2，繞組長度G=F=3.8cm。圖3-2EE磁芯外形表3.1 EE55型磁芯尺寸A(mm)B(mm)C(mm)D(mm)E(mm)F(mm)555521401738計算空氣隙長度lg=0.4LIPACB2=0.4×3.14×1×10-3×4.6123.54×0.22=0.1885(cm)(3. 12)電感匝數計算N=

31、Blg0.4IP×104=0.2×0.18850.4×3.14×4.61×10465(匝)(3. 13)計算邊緣磁通系數FF=1+lgACln2Glg=1+0.18853.54ln2×3.80.1885=1.37(3. 14)計算新的繞組匝數Nn，利用添入的邊緣磁通系數FNn=lgL0.4ACF×10-8=0.1885×1×10-30.4×3.14×3.54×1.37×10-856(匝)(3. 15)確定導線規格，計算導線直徑d=2IPj=2×4.615&

32、#215;3.141(mm)(3. 16)由計算結果我們選擇裸線直徑1mm，帶絕緣層后直徑1.15mm的漆包線進行電感的繞制王全保.新編電子變壓器手冊M.沈陽：遼寧科學技術出版社，2007.。3.3 Boost輸出電容的選擇 如圖3.3，Boost電容CO通常用于給半橋DC/DC變換器供電（通常是600W以下半橋電路或者功率600W以上的全橋電路）。由于正常的直流輸出電壓VO一般設計為比輸入電壓有效值Vr峰值最大時大10%。所以當Vrx=250V時，VO=1.1×1.41×250=380V。由于不好調節這個電壓值，需要電壓誤差放大器保持較低的帶寬增益，才能改善負載電流變化時

33、它的響應。因此，當輸入交流電壓為250V時，我們設定輸出電壓的最小值Von=370V。圖3.3 電容CO的選擇必須滿足規定的保持時間假設輸入交流電壓突然斷開，VO最小時，希望 CO值足夠大，能夠將輸出電壓保持為一個定值(Vmhu)。Vmhu是能夠將DC/DC變換器的所有輸出電壓保持為設計規定值一段時間（一般為30ms）的電壓值。當VO從Von開始向Vmhu下降時，DC/DC變換器增大導通時間，用來保證變換器所有輸出維持在規定值范圍內。對大部分的變化器拓撲來說，VO值下降幅度越大時需要的輸出電容也就越大，但是如果VO有比較大的輸出壓降就會導致DC/DC變換器的導通時間變大，甚至有可能達到半個開關

34、周期的最大導通時間（多數拓撲的最大導通時間只有半個開關周期）。一般將Vmhu值折中選擇為比Von小60V80V，同時還要將拓撲的變換器次級電壓設計的足夠高，讓它能夠保證當Vmhu作為輸入電壓值時變換器的導通時間依舊可以達到半個開關周期的80%Takeuchi N, Matsui K, Yamamoto I, et al. A novel PFC circuit for three-phase utilizing a single switching deviceC.Telecommun-ications Energy International Conference, Kasugai, 200

35、8, 1：1-5.。通過上述內容，由下式計算選擇COCO=IavTmhuV=IavTmhuVon-Vmhu(3. 17)上式中，Iav是VO從VO下降到Vmhu時輸出的電流平均值。當變化器的輸出功率為PC，效率為EC時Iav=2PCEC(Von+Vmhu)(3. 18)因此，當Vmhu=Von-70=370-70=300V且Tmhu=30ms時，由式3.17可以計算CO=Iav×0.03370-300=429×10-6Iav(3. 19)并且當PC=250W，EC=0.85時，由式3.18，3.19可以計算Iav=2×2500.85370+300=0.88A(3.

36、 20)CO=0.88429×10-6=378F(3. 21)在實際應用中選擇耐壓值450V的470µF的電解電容器。同時我們需要注意，電容器CO的選擇，不僅必須要滿足能夠維持輸出電壓在期望值的時間，還要讓電容器能夠承受足夠的額定紋波電流。流經Boost拓撲整流二極管的電流值由從直流負載流出的直流電流值和振幅相當于負載直流電流值的120Hz諧波分量組成。顯然，整流二極管電流的直流分量流入負載，而剩下的120Hz諧波分量就流入了電容CO陳寶磊，沈錦飛.基于Cuk型單相合成三相APFC電路的研究J.電力電子技術，2010，44(7)：28-30.。當PO=250W，VO=388

37、V，效率為85%且Idc=250/(388×0.85)=0.76A時，CO額定紋波電流值的有效值等于0.707×0.76=0.54A。3.4 功率開關管與整流二極管的選擇保證整個系統長時間穩定可靠的運行是功率變換器選擇功率開關管和整流二極管最重要的標準。原則是，功率開關管能夠承受的最大電流值必須大于或等于電感電流峰值，最大電壓值必須大于或者等于設計要求的輸出電壓值。整流二極管的額定電壓值和電流值也必須滿足上述要求。同時，整流二極管的響應時間必須要很短以減小開關切換開關狀態時的損耗。在開關管導通而整流二極管尚未截止的瞬間，開關管上流經的電流值為全部的負載電流與整流二極管反向恢

38、復電流之和，此時所損耗的功率是相當巨大的，因此必須選擇能夠快恢復的二極管以及能夠承受高峰值功率損耗的功率開關管。功率開關管與整流二極管在選擇時還應保留一定的功率降額，以便在應用環境不同時還能夠有所選擇。在本系統中，功率開關管選擇型號為FQPF10N60C，擊穿電壓為600V，額定電流為10A的N溝道場效應管。整流二極管選擇型號為MUR1660，擊穿電壓為600A，額定電流為16A，反向恢復時間50ns的快恢復整流二極管賴聯有，陳僅星，許偉堅.Boost開關電源設計及仿真J.江西理工大學學報，2010，31(2)：29-32.。4 控制電路參數設計4.1 功率因數校正芯片UC3854UC3854

39、是在功率因數校正電路領域開發最早、應用最為廣泛的芯片之一，是這個領域芯片中的典型產品。圖4.1給出了以這種芯片為核心的有源功率因數校正電路原理圖。Boost變換器由晶體管Q1、電感L1、二極管D1和輸出電容CO組成。電路的開關頻率即為鋸齒波電壓發生器的工作頻率FS=1.25/(R14Ct)，通過圖騰柱輸出Q2和Q3開關管Q1導通以及關斷。圖4.1 UC3854構成的功率因數校正電路框圖從對應的時鐘脈沖將FF觸發器置位開始計算導通時間。當PWM脈寬調制器同相輸入端的鋸齒波電壓值比線性電流放大器EA2輸出即3腳電壓高時，將FF復位，導通截止。此時3腳的電壓是RS上的電壓與R2上的電壓的正向差分放大

40、值。主電路就是利用PWM脈寬調制器控制開關管的導通時間，通過電感的儲能、放電，最終利用大電容將橋式整流器輸出的正弦半波電壓升壓并輸出恒定的直流電壓，同時也將電網的輸入電流波形變成與輸入電網電壓同相位的正弦波。4.2 UC3854實現輸入電網電流的正弦化由圖4.2所示，UC3854的5腳輸出電流是正向連續正弦半波，電流的幅值在任意時刻都將與A點的直流電壓和輸入到6腳的電流值成正比。而UC3854的6腳的輸入電流是與橋式整流器輸出的正弦半波電壓同相位的正弦半波電流。所以，5腳的輸出電壓曲線是與橋式整流器輸出的正弦半波電壓同相位的連續半波正弦曲線，幅值與誤差放大器EA1的輸出電壓成比例。由圖4.2所

41、示，在所有時刻，通過RS的壓降（從右到左，圖4.2(c)）與R2的升壓（從左到右，圖4.2(b)）近似相等，來實現輸入電網電流的正弦化。RS上流過的電流是經過整流后的輸入電網電流。電流值的大小等于開關管導通時流經開關管的電流與開關管關斷時流經整流二極管的電流之和。因此，當RS上的壓降與R2上的升壓相等時，輸入電網電流是正弦半波并且與橋式整流器輸出的正弦半波電壓同相位。由圖4.2(c)、圖4.2(d)和圖4.2(e)可知，由于擁有大電感L的Boost變換器工作在連續模式，因此一個開關周期內的紋波電流值較小。在半個開關周期中，因為R2上的電壓是平滑的正弦半波電壓，因此當RS上的壓降等于R2的升壓的

42、時候，流經RS的也會是平滑的正弦半波電流，并且只有很小的開關頻率紋波值。在電網電壓為50Hz的半周期里，RS的壓降跟蹤R2的升壓，但是R2的電壓變化值比RS的壓降稍微大一些。這個差值就是瞬間誤差電壓，如圖4.2 (d)所示，在半波周期里，這個電壓差值是正值并且波形上凹。然后由同相電流誤差放大器EA2放大并保持上凹的波形，如圖4.2(e)所示。圖4.2 功率因數控制芯片UC3854的主要波形通過PWM比較器將UC3854的3腳電壓和UC3854的14腳峰值約為5V的三角波電壓進行比較。如圖4.2(e)所示，在X點和Y點處，較高的3腳電壓與三角波電壓相交的較晚，因此導通時間較長。在峰值點P點處，3

43、腳電壓較低，與三角波電壓相交的較早，導通時間較短。結合圖4.2(a)和圖4.2(e)，我們可以看出上凹的UC3854的3腳波形調節開關管在橋式整流器輸出電壓在正向過零點時的導通時間最大；然后，隨著正弦半波電壓逐漸增加至其峰值，開關管的導通時間逐漸變短；當正弦半波電壓經過峰值開始逐漸向負向過零點下降時，開關管導通時間開始逐漸增大。由于Boost變化器輸入-輸出電壓關系式為VO=Vin1-TonT(4. 1)Ton為開關管的導通時間，因此通過這種變化的導通時間將橋式整流器輸出的正弦半波電壓轉換成CO兩端恒定的直流電壓輸出陳麗敏. APFC技術中的平均電流型控制及其應用研究J. 電氣傳動自動化, 2

44、001, 23(2): 38-40.。4.3 UC3854乘法器的設定乘法器是UC3854進行功率因數校正的核心。通過乘法器組成電流反饋環路，從而調節電路得到一個比較高的功率因數，乘法器的輸出是檢測輸入電流狀況的一種方法PHILIP C.TODD.UC3854可控功率因數校正電路設計J.世界電子元器件，2005,5.。通過整體設計的輸入情況來進行乘法器外圍電路的參數設計。乘法器的輸入信號共有三路：輸入電流IAC（IC的6腳）、輸入端前饋電壓VRMS（IC的8腳）和電壓誤差放大器的輸出電壓VAOUT（IC的6腳）。用IMUL來表示乘法器的輸出電流：IMUL=Km×IAC×VA

45、OUT-1VRMS2(4. 2)在這里Km是乘法器中的一個常數，值為1。4.3.1前饋電壓信號VRMSVRMS是乘法器中三路輸入中平方電路的輸入，UC3854平方電路正常工作時電壓范圍為1.4V-4.5V，當反饋電壓信號大于4.5V時，芯片內部的鉗制電路會將電壓強制保持在4.5V。輸入電壓VRMS的分壓電路是由三個電阻(R14、R17、R19)和兩個電容(C11、C12)組成，他們構成了一個二階的低通濾波器，濾波器的存在使得進入到8腳的前饋電壓與整流后的半波輸入電壓的平均值成正比。半波輸入電壓的平均值約為其均方根值的90%左右。當交流輸入電壓的均方根值為250V時，其整流后的半波輸入電壓均方根

46、值約為225V，且其峰值電壓約為354V。但是VRMS的分壓電路必須滿足兩個直流條件。當輸入線電壓高時，VRMS的值不能超過4.5V。如果超過了4.5V，會因為VRMS的值被鉗制而使前饋電壓失去它的作用。當輸入線電壓較低時，VRMS的電壓值要大于等于1.414V。如果VRMS的值小于1.414V，UC3854的內部電路有一個電流限制器，會將乘法器的輸出保持為定值。由于VRMS的電壓值不能為0，因此在輸入線電壓最小時，VRMS的值仍為1.414V。因此VRMS的分壓電路的設計要求是當輸入電壓值較低時，VRMS的值要大于等于1.414V；當輸入電壓值較高時，VRMS的值要小于等于4.5V。不過，當

47、輸入電壓的變動范圍比較大時，如果無法同時滿足VRMS最大值和最小值的要求時，寧可將VRMS的電壓值鉗制在高電位，也不能使乘法器的輸出鉗制在低電位即不能將VRMS的電壓值鉗制在低電位。因為如果VRMS的電壓值被鉗制在高電位，將會影響電壓環路，但是對整個系統的影響不會很大，但是如果乘法器的輸出電壓被鉗制，將會造成輸入電流波形的嚴重失真。根據上述要求，我們選擇R14=910k、R17=91 k、R19=20 k，當輸入電壓為交流均方根值250V且直流平均電壓值為225V時，VRMS的最大值達到4.4V。當輸入電壓為交流均方根90V且直流平均電壓為81V時，VRMS的最小值達到1.59V。結合前面的設

48、計要求，無論是在交流輸入電壓的最大值和最小值時，VRMS的值都滿足需求。4.3.2電壓誤差放大輸出VAOUT電壓誤差放大器的輸出是另外一個設定乘法器參數必須考慮的重要因素。電壓誤差放大器的輸出VAOUT在UC3854內部被鉗制在5.6V，我們可以通過電壓誤差放大器的輸出電壓大小來分析Boost變化器輸入功率變化的情況。如果電壓誤差放大器的輸出VAOUT保持定值，那么它將調節輸入功率的值保持不變，使輸入功率的值不受輸入線電壓變化的影響。假設5V是電壓誤差放大器的輸出VAOUT的最大工作電壓，如果應用時VAOUT的值達到了5.6V，那就表示輸入功率超過了最大功率限制的12%。電壓誤差放大器的輸入信

49、號一路是芯片內部自帶的7.5V參考電壓，另一路來自于最終直流輸出電壓的反饋電壓，通過反饋電壓調節最終輸出電壓的大小，同時保證電壓環路的穩定。為保持最終輸出直流電壓的穩定，反饋電壓的大小應維持在7.5V附近，取阻值較小反饋電阻為10 k，最終輸出電壓為400V，則較大的電阻阻值為R=10×4007.5-1=523k(4. 3)4.3.3乘法器輸入電流IAC 由圖4.1可知，乘法器的輸入電流是由加在電阻R8兩端的電壓提供的，雖然越高的輸入電流會使得乘法器的線性度越好，但是我們還是規定最大的輸入電流不能超過0.6mA，當交流輸入電壓為250V時，其峰值電壓達到354V，UC3854內部6腳

50、的直流電壓為6V，所以我們選擇R8的阻值為620 k，此時IAC約等于0.6mA。當輸入電壓為0V時，由于芯片內部6腳的電壓為6V，因此為了保證系統正確工作，需要在輸入電流波形處加上一個偏置電流，通過在9腳參考電壓與6腳之間加上一個電阻來提供這個必須的偏置電流，該電阻的阻值為R8/4。所以我們選擇150 k的電阻來提供這個偏置電流。4.4 UC3854芯片控制電源輸出功率 由圖4.1給出的UC3854功率因數校正電路框圖，最大輸出功率取決于流經RS上的正弦電流的峰值的設定，通過正弦電流峰值我們可以計算最大的電網輸入電流的有效值和在電網輸入電壓有效值變動時的最大輸出功率。Vrn和Irx用來表示電

51、壓有效值最小值和電流有效值最大值。PO=EPin=EVrnIrx=EVrn0.707IP(4. 4)式中，E是效率，IP是有效值為Vr時檢測電阻RS上的電流值。通過先計算IP的值，然后選擇RS的值，使得變化器在輸入電壓較低和負載較重時產生的損耗最小，設計要求RS在電網輸入電壓較低時的壓降大于等于1V。因此RS=1IP(4. 5)當PO=250W，Vrn=90V，E=0.85時，由式4.4計算可得Ir=2500.85×90=3.27A，IP=1.41×3.27=4.61A。由式4.5可得RS=1IP=14.61=0.22(4. 6)實際應用選擇最接近計算值的標注值電阻0.25

52、。當輸入電壓最低時，乘法器的輸出即5腳的電流最大。當Vrn=90V時，IAC=0.196mA，VAOUT=5V，VRMS=1.58V，由式4.2可知，IMUL=Km×IAC×VAOUT-1VRMS2=1×0.196×5-11.582=0.314mA(4. 7)由于在所有時刻，UC3854為了保證輸入電網電流正弦化，反饋環都會保持RS上的壓降與R2上的升壓相等，因此有R2=IPRSIMUL=4.61×0.250.314×10-3=3.7k(4. 8)R2選擇與計算值最接近的3.9 k，同時為了減小EA2的偏差，我們選擇R2=R3。結合芯

53、片內部設計要求，UC3854的5腳輸出最大電流IMUL由下式決定IMUL=3.75R14(4. 9)當IMUL=0.314mA時，計算R14=12 k，我們取最接近計算值的標準值15 k。4.5 Boost電路開關頻率的選擇由于其他電路元件的要求，已經進一步決定了UC3854中5腳(Mult Out)的輸出電流值，R14同時也決定Boost電路的開關頻率。當R14為固定值時，可由下式4.10計算Boost開關頻率Fsw=1.25R14C11(4. 10)式中，C11是UC3854的14腳的接地電容。其中R14單位是，C11單位是F，Fsw單位是Hz。UC3854最高頻率可達到200Hz，但是一

54、般應用選擇100kHz。因此計算出的C11=1.25R14Fsw=1.2515×103×100×1031nF(4. 11)4.6 電流誤差放大器的補償電流環路能夠穩定的工作必須有補償，在Boost拓撲中，由電感和感測電阻RS組成的LR低通濾波器會使得拓撲中轉換器在高頻控制輸入電流傳輸函數時存在一個單極響應。控制輸入電流傳輸函數的方程式為： VRSVCA=VOUT×RSVS×SL(4. 12)其中VRS是感測電阻RS時兩端的電壓，VCA 是電流誤差放大器即芯片3腳的輸出電壓。VOUT是設計要求直流輸出電壓，VS是振蕩器斜波的峰峰值，SL 是電感器

55、的阻抗（也稱 jL），而 RS是感測電阻。只有電路工作在在共振頻率和開關頻率之間時，這個方程式才適用。補償電路對整個電流環路正確的補償使得功率變化器在開關頻率附近擁有著平坦的增益。一個低頻的零點提供的增益能夠使得功率變換器控制在平均電流模式工作。由圖4.1可知，電流誤差放大器在開關頻率附近的增益由電感電流在開關管關閉時的下降斜率和UC3854內部14腳的斜波振蕩器產生的斜波斜率匹配決定，同時這兩路信號還是PWM比較器的輸入信號。電感電流下降變化率的單位是A/S，此值在輸入電壓為0時達到最大值，即變換器的輸入電壓與輸出電壓之間的差值達到最大值時，電感電流的變化率達到最大值。因為Vin=0，所以電

56、感上電流的變化率由式3.1可以由變換器的輸出電壓與電感L的比值來計算。同時若要進行正確的電流環路補償，電感電流的變化率應與14腳產生的斜波斜率相等。根據上述內容，計算環路交叉頻率，首先將電流誤差放大器的增益與環路交叉頻率相乘并將結果設為1，將得到的方程式重新整理為fc=VOUT×RS×RczVS×2L×Rci(4. 13)這里fc為電流環路的交叉頻率，RCZ/Rci是電流誤差放大器的增益。設計的電路輸出電壓為VOUT=400V直流，電感值為1.0mH，由式3.1計算可得電感電流下降斜率為400Ma/µs。電流感測電阻RS=0.25，所以電流誤差

57、放大器的輸入為100Mv/µs。UC3854內部斜波振蕩器的峰峰值為5.2V，開關頻率f=100kHz，所以斜波的斜率為0.25V/µs。因此電流誤差放大器必須提供一個5.2的增益使兩者在開關頻率下的斜率相等。如果輸入電阻Rci=3.9 k，為保證放大器的增益為5.2選擇反饋電阻Rcz的電阻值為20 k。最終環路的交叉頻率達到15.9kHz。相位裕度等于45°的系統穩定性最好，因此在電流誤差放大器響應中的零點位置不應該高于交叉頻率點的位置。當零點與交叉頻點位置重合時時，相位裕度等于45°，如果零點的頻率更低，相位裕度也將會更大。當零點位于交叉頻率上時，此時電容的容抗與Rcz的值必須相等，即有Ccz=12fciRcz(4. 14)在本設計中，Rcz=20 k，fci=15.9kHz，所以計算出Ccz=500pF，實際應用時選擇標準值為620pF的電容。電流誤差放大器在使用時，為了降低系統對噪聲的靈敏度，一般選擇添加一個極點在靠近開關頻率的位置，并且當該極點比開關頻率高出一半時，整個系統控制環路的頻率響應不會被該極點影響。所以我們使用一個電容值等于62pF的電容在128kHz的位置提供一個極點，雖然這個極點值已經超過了開關頻率，理論上應該選用電容值更