1、一個用于流水線模數轉換器的高精度、低功耗采樣保持電路    引言    采樣保持電路(S/H)是數據采集系統尤其是模數轉換器(A/D)的一個重要組成部分。近幾十年來無線通訊的迅速發展，使得數據的傳輸速率越來越快。復雜度不斷提高的調制系統和電路使得模數轉換器(ADC)的采樣頻率達到射頻的數量級，與此同時，模數轉換器的精度也超過12位以上。在這種高速度和高精度的要求下，采樣保持電路的作用就越發顯得重要，因為它可以消除模數轉換器前端采樣級的大部分動態錯誤。傳統的開環采樣保持電路只能達到810位的精度，主要由于開關的非理想特性，諸如

2、電荷注入、時鐘饋通、開關的非線性電阻等。另一方面，高精度的閉環采樣保持電路又受限于運算放大器的性能。無線通訊系統十分重視降低功耗，流水線A/D通常是無線通訊器件中的一部分，因此在設計的時候也將功耗作為一個重要的考慮因素。本文設計了一個用于14位20MHz流水線A/D的采樣保持電路，通過采用flip-around結構來降低功耗。同時為了抑制傳統開關的一些非理想特性，采取自舉開關來降低信號失真，從而提高整個系統的信噪比。通過采用增益增強技術，實現了高增益低功耗運算放大器。通過這些措施，在較低功耗的情況下仍然獲得了14位的精度。    本文主要分以下幾部分：介紹采樣保持

3、電路的結構；詳細介紹運算放大器的設計；描述自舉開關的實現；最后給出電路的仿真結果和結論。    采樣保持電路的結構    采樣保持電路的要求主要是在較低功耗的情況下能采樣大帶寬、高頻率輸入信號，并且在驅動較大負載的情況下實現盡可能小的失真。閉環轉換電容采樣保持電路通常有兩種結構，如圖1和圖2所示。        圖1電荷傳輸結構采樣保持電路        圖2Filp-around結構采樣保持電路 

4、0;  圖1所示的結構稱之為電荷傳輸采樣保持電路(charge-transferringS/H)。在采樣階段，將輸入信號存儲在采樣電容CS上，并且在保持階段，僅將差分電荷轉移到反饋電容Cf上。因為共模電荷存儲在采樣電容CS上，所以這種結構的采樣保持電路可以處理共模范圍較大的輸入信號。        圖2所示的結構稱之為翻轉(flip-around)采樣保持電路。在采樣階段，將輸入信號存儲在采樣電容C上，而在保持階段，將采樣電容C翻轉到輸出端。因此，理想的反饋因子，第一種結構為0.5，而后一種在忽略輸入管的寄生電容情況下為1，

5、后者的反饋因子是前者的兩倍。因此在同樣的閉環帶寬要求下，后者的放大器單位增益帶寬(GBW)只需要前者的一半，這就大大地降低了放大器的功耗。而采樣保持電路的功耗主要來自于內部運算放大器的功耗。    對于A/D而言，采樣保持電路的輸入噪聲直接影響到A/D的輸入參考噪聲。因此要盡量減小由采樣保持電路引入的噪聲。在采樣階段，忽略晶體管的寄生電容，則電荷傳輸采樣保持電路的輸入參考噪聲功率為V2n=(2T)/C。而翻轉采樣保持電路的輸入參考噪聲功率為V2n=T/C。后者的噪聲比前者降低了一半。在保持階段，假設放大器的噪聲主要由輸入晶體管的熱噪聲決定，則輸入參考噪聲功率可以用

6、公式表示：     V2n=(8T)P3CL1                                           

7、;                      (1)     (1)式表明翻轉采樣保持電路由于較高的反饋因子使得噪聲功率僅為電荷傳輸采樣保持電路的1/2。    由于在減小噪聲和降低功耗方面的優勢，采用翻轉結構作為采樣保持電路結構。但需要指出的是，由于輸入晶體管寄生電容的影響，使得反饋因子小于理想值1，所以在噪聲和功率

8、方面的改進可能會小于上面的理想值。另外，如果輸入信號的共模電壓V sig-cm不等于采樣保持電路中運算放大器的輸出共模電壓V out-cm，則在維持階段，由于運算放大器的共模反饋電路使得輸出的共模電壓穩定在V out-cm，因此運算放大器的輸入共模電壓會有一個階躍變化V in-cm=V out-cm-V sig-cm。因此為了滿足各種共模信號的要求，則該運算放大器要求較大的輸入共模范圍。    運算放大器的設計    由于噪聲和功率方面的優勢，采用翻轉結構作為采樣保持電路的結構，同時采用折疊式共源共柵放大器來實現大輸入共模范圍的要求。

9、采用PMOS管作為輸入管，這樣就可以使第二個極點推到較高的位置。因為，第二個極點的位置為折疊點。而NMOS折疊管的寄生電容比PMOS折疊管的寄生電容小的多。除此之外，PMOS管還可以采用自襯底工藝，從而大大減小由于工藝產生的偏差。唯一的缺點是PMOS輸入管有較大的寄生電容，從而減小翻轉結構在功率和噪聲方面的改進。    另外由于該采樣保持電路運用于14位20MHz流水線A/D，則要求該放大器的直流增益必須大于93dB，輸出在25ns的建立時間內穩定在最終值0.003%。對于單極點放大器，建立時間又可以轉化為對GBW的要求。因此為了實現近似單極點放大器，則要求放大器

10、必須為一級結構。而為了實現如此高的直流增益，則必須采用增益增強技術，原理示意圖如圖3所示。圖中，由M1、M2和理想電流源構成主運放，Aadd為用于增益增強的輔助放大器。采用該技術后，這個電路的直流增益為：      其中，ro1、ro2為M1、M2的輸出電阻，gM1、gM2為M1、M2的跨導。        圖3增益增強結構的運算放大器    采用該技術之前，放大器的直流增益為：       &#

11、160;  (2)式和(3)式表明，增益增強技術可以使放大器的直流增益提高一個數量級。因此在該放大器的設計中，采用如圖4所示的帶有A1和A2兩個輔助放大器的增益增強折疊式共源共柵放大器，其中，A1和A2以外的部分為主放大器。為了簡化設計，輔助放大器也采用折疊式共源共柵結構。因此，輔助方法器和主放大器的偏置電路可采用同一個偏置電路，大大簡化了設計。而輔助放大器的電流僅為主放大器電流的1/10，因此與套筒式共源共柵放大器相比，整體電路并不會額外增加電流。        圖4增益增強折疊式共源共柵運算放大器    需要提出的是，主放大器和輔助放大器采用了不同的共模反饋電路(CMFB)。對于主放大器而言，因為輸出電壓范圍2Vpp，因此