1、第5章 新型可調(diào)式共模逆變器輸出濾波器的研究5.1 引言前面幾章討論了用于消除變頻器驅(qū)動長線傳輸時電動機端過電壓的電動機端濾波器和逆變器輸出濾波器，并且研究了電壓源PWM變頻器共模電壓的產(chǎn)生機制以及利用共模正弦波逆變器輸出濾波器抑制共模電壓的技術(shù)。前述幾種濾波器都是參數(shù)固定不變的，當運行條件發(fā)生變化時，如變頻器的載波頻率、輸出基波頻率、電動機所帶負載等改變時，所得到的濾波效果是非最優(yōu)化的。為在任何時刻任何條件下都能得到優(yōu)化的濾波效果，本章提出了一種新型可調(diào)式共模正弦波逆變器輸出濾波器，并在一臺自制電壓源型PWM通用變頻器的基礎上實現(xiàn)了新型可調(diào)式共模正弦波逆變器輸出濾波器的閉環(huán)控制，實驗結(jié)果驗證

2、了該濾波器的設計思想。本章首先討論電壓源型PWM通用變頻器的研制，然后再討論新型可調(diào)式共模逆變器輸出濾波器。圖5-1基于DSP和IPM電壓源PWM通用變頻器的總體結(jié)構(gòu)Fig. 5-1 General configuration of voltage source PWM general-purpose inverter based on DSP and IPM5.2電壓源PWM通用變頻器的研制5.2.1基于DSP和IPM電壓源PWM通用變頻器的硬件結(jié)構(gòu)所研制的通用變頻器為電壓源型交-直-交變頻器。其中整流器采用二極管不可控三相橋式整流電路；中間直流環(huán)節(jié)為兩個串聯(lián)的大容量電解電容；逆變器為IGB

3、T智能功率模塊（IPM，Intelligent Power Module），采用PWM全數(shù)字控制方式，PWM控制信號由數(shù)字信號處理器（DSP，Digital Signal Processor）發(fā)出，該微處理器選用的是美國德州儀器公司（Texas Instruments, TI）的TMS320F240。基于DSP和IPM電壓源PWM通用變頻器的總體硬件結(jié)構(gòu)如圖5-1所示。電壓源PWM通用變頻器的主電路如圖5-2所示。接線端子R、S、T為變頻器3相交流電的輸入端；接線端子U、V、W為變頻器3路PWM脈沖電壓信號的輸出端。圖5-2 電壓源PWM通用變頻器的主電路Fig. 5-2 Main Circu

4、its of voltage source PWM general-purpose inverter表5-1 三相整流橋模塊6RI30G-120主要參數(shù)Table 5-1 Ratings and Characteristics of 6RI30G-120參數(shù)名稱符號參數(shù)值單位二極管個數(shù)6最高電壓URRM1200V平均輸出電流IO30A浪涌電流IFSM320AI2tI2t400A2s二極管正向電壓UFM1.3V1. 整流器整流器采用富士公司（FUJI Electric）的三相整流橋模塊6RI30G-120，其主要參數(shù)見表5-1。2. 直流環(huán)節(jié)直流環(huán)節(jié)采用兩個電解電容C1和C2串聯(lián)，用于濾平全波整

5、流后的電壓紋波，而且當負載變化時，能使直流電壓基本保持平穩(wěn)。兩個串聯(lián)的功率電阻R1和R2，用于變頻器斷電后放電，并且能為電容C1和C2均壓。CS為緩沖電容，用于抑制直流浪涌電壓。當變頻器剛合上電源的瞬間，電容C1和C2的充電電流很大，可能會使三相整流橋的二極管損壞，因此，為保護整流橋，在直流環(huán)節(jié)中串入一個限流電阻RC，并在電阻上并聯(lián)一個開關SW，這樣在變頻器剛接通電源的一段時間內(nèi)，串入限流電阻，從而將電容的充電電流限制在允許范圍內(nèi)，當電容充電達到一定程度時，再將開關SW接通，把限流電阻短路掉。開關SW采用一個晶閘管實現(xiàn)。FU為快速熔斷器，用于保護整流器和逆變器，一旦逆變器發(fā)生短路故障，能及時切

6、斷整流和逆變之間的關系，防止事故擴大。3. PWM逆變器PWM逆變器采用三菱電機公司（MITSUBISHI ELECTRIC）的第三代智能功率模塊（IPM），型號為PM75CSA120，其主要參數(shù)見表5-2。IPM是先進的混合集成功率器件，由高速、低耗的IGBT芯片和優(yōu)化的門極驅(qū)動及保護電路構(gòu)成。由于采用了能連續(xù)監(jiān)測功率器件電流的有電流傳感器功能的IGBT芯片，從而實現(xiàn)高效的過電流保護和短路保護；由于IPM集成了過熱和欠壓鎖定保護電路，系統(tǒng)的可靠性得到進一步提高。表5-2 IPM PM75CSA120主要參數(shù)Table 5-2 Ratings and Characteristics of PM

7、75CSA120參數(shù)符號參數(shù)值單位IGBT個數(shù)6二極管個數(shù)6集電極發(fā)射極間電壓UCES1200V集電極額定電流IC75A集電極峰值電流ICP150AP-N之間直流母線電源電壓UDC900VP-N之間直流母線電源浪涌電壓UDC(SURGE)1000V控制電源直流電壓UD15V最小死區(qū)時間tdead3ms最大PWM開關頻率fPWM20kHz第三代IPM是為低開關損耗的應用而設計的，PM75CSA120采用陶瓷絕緣，六合一的封裝形式。其內(nèi)部電路如圖5-4所示。由圖5-4可知，該模塊包括6個IGBT和6個快速功率二極管。6個IGBT組成逆變橋，6個二極管是與6個IGBT反并聯(lián)的續(xù)流二極管。圖中有關檢測

8、元件、保護電路沒有具體畫出，含在方框內(nèi)，具有以下功能：驅(qū)動信號放大；短路保護；IGBT和二極管過電流保護；IGBT過熱保護；控制電源欠電壓保護。如圖5-5所示。圖5-4 IPM PM75CSA120內(nèi)部電路圖Fig. 5-4 Inner circuit schematic of PM75CSA120圖5-5 IPM內(nèi)部保護功能示意圖Fig.5-5 Diagram of IPM inner protection functionsIPM與常規(guī)IGBT模塊相比，其突出的特點有：1) 內(nèi)含驅(qū)動電路（Drive） 設定了最佳的IGBT驅(qū)動條件。驅(qū)動電路與IGBT之間距離很短，輸出阻抗很低，因此，不需要

9、加反向偏壓。所需控制電源為4組，上橋臂3組，互相獨立；下橋臂三個驅(qū)動器共用一組電源。2) 內(nèi)含過電流（OC）、短路保護（SC） 在芯片中用輔助IGBT作為電流傳感器，電流小于主IGBT的電流，使檢測功耗小，檢測靈敏、準確。任何一個IGBT過電流均可受到保護。3) 內(nèi)含控制電源欠電壓保護（UV） 每個驅(qū)動器自身都具有欠電壓保護功能，當控制電壓小于規(guī)定值時，進行欠電壓保護。4) 內(nèi)含過熱保護（OT） 過熱保護是防止主開關IGBT和續(xù)流二極管過熱的。IPM內(nèi)部的絕緣基板上設有溫度檢測元件，如過熱輸出殼溫過高信號。在IGBT芯片內(nèi)也設有溫度檢測元件，當芯片因沖擊電流瞬間過熱時，輸出結(jié)溫過高信號。5)

10、內(nèi)含保護信號輸出 上橋臂有3路保護信號，下橋臂有1路保護信號，這些保護信號送給控制電路中的微處理器，使系統(tǒng)停止工作。6) 散熱效果好 采用陶瓷絕緣結(jié)構(gòu)，可以直接安裝在散熱器上，散熱效果好。直流輸入（P、N）、制動單元輸出（B）及變頻輸出（U、V、W）端子各自安排得緊湊、合理，易于安裝。其他輸入、輸出端子排成一列，間距為2mm，采用通用插件即可連接，或利用導針，也可很容易插入印制電路板的插頭中。全部接線采用插件和螺釘，裝、拆方便。使用PM75CSA120的注意事項：1) 4組獨立的互相絕緣的直流控制電源。上橋臂3組，互相獨立；下橋臂共用1組。2) 4組控制電源與直流母線電源之間必須滿足足夠的絕緣

11、強度。當IGBT開關時，會在這些絕緣部位產(chǎn)生很大的du/dt，要保證有足夠的距離。3) 下橋臂共用的控制電源的地VNC已經(jīng)在IPM內(nèi)部與直流母線電源“-”端N接在一起，在IPM外部無需再進行連接。否則，IPM下橋臂內(nèi)外會由于di/dt而產(chǎn)生環(huán)流，易引起IPM誤動作，甚至會破壞IPM的輸入接口電路。4) 直流母線電感盡可能小，在P、N之間接緩沖電容CS=1.0mF，用于抑制直流浪涌電壓。5) 各組控制電源上接10mF和0.1mF的電容用于從電源到IPM接線端之間布線阻抗的去耦。電源到IPM接線端的布線應該盡量短。6) 控制信號輸入端應采用20kW電阻上拉。否則，由于du/dt的作用會產(chǎn)生誤動作。

12、7) 若保護信號不用，應將保護信號輸出端（UFo、VFo、WFo、Fo）接到各自的15V控制電源的“+”端。8) 要求采用快速光耦隔離控制電路與IPM，光耦的傳輸延遲時間TPLH，TPHL£0.8ms，電流轉(zhuǎn)移比CTR³100%表5-3為IPM PM75CSA120接線端子符號與含義，圖5-5為其接口電路。表5-3 IPM PM75CSA120接線端子符號與含義Table 5-3 Connecting terminals labels and comments of IPM PM75CSA120端子符號含義P變頻器整流、平波后直流母線電源（Ud）輸入端P：+端，N：-端NB

13、制動輸出端子，此型號未用U變頻器三相輸出端VW1.VUPC上橋臂U相控制電源“-”端2.UFo上橋臂U相保護信號輸出端3.Up上橋臂U相控制信號輸入端4.VUP1上橋臂U相控制電源“+”端5.VVPC上橋臂V相控制電源“-”端6.VFo上橋臂V相保護信號輸出端7.Vp上橋臂V相控制信號輸入端8.VVP1上橋臂V相控制電源“+”端9.VWPC上橋臂W相控制電源“-”端10.WFo上橋臂W相保護信號輸出端11.Wp上橋臂W相控制信號輸入端12.VWP1上橋臂W相控制電源“+”端13.VNC下橋臂共用控制電源“-”端14.VN1下橋臂共用控制電源“+”端15.NC沒有連接16.UN下橋臂U相控制信號

14、輸入端17.VN下橋臂V相控制信號輸入端18.WN下橋臂W相控制信號輸入端19.Fo下橋臂共用保護信號輸出端圖5-5 PM75CSA120的接口電路Fig. 5-5 Interface Circuit for PM75CSA120控制電路采用的微處理器為TI公司數(shù)字信號處理器TMS320F240。控制電路以TMS320F240為核心，具有結(jié)構(gòu)緊湊、使用方便、可靠性高、功能強大和成本低等一系列突出優(yōu)點。TMS320F240是美國TI公司專門為電機的數(shù)字控制而開發(fā)的新一代高性價比DSP芯片。其運算速度高，適于實現(xiàn)復雜算法，可代替單片機并可實現(xiàn)單片機無法實現(xiàn)的復雜控制。TMS320F240芯片具有高

15、性能運算能力的16位定點DSP內(nèi)核和高效的指令集，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖5-6所示，主要特點如下：1) 速度快：指令周期50ns（20MIPS），時鐘頻率40MHz；2) 最大可訪問存儲器空間224k字（64k程序空間、64k數(shù)據(jù)空間、64kI/O空間、32k全局空間）；3) 具有外部存儲器接口模塊，帶有一個軟件等待狀態(tài)發(fā)生器，支持硬件等待狀態(tài)；4) 在程序控制時，可有4級流水線操作，8級硬件堆棧，6個外部中斷（驅(qū)動電源保護中斷（PDPINT），Reset，非屏蔽中斷（NMI）和3個可屏蔽中斷）；5) 指令源代碼與TMS320家族中C2x，C2xx，C5x系列定點DSP兼容，絕大部分指令為單周期指令，

16、乘法/累加指令也為單周期指令。有存儲器塊移動指令，用于程序/數(shù)據(jù)管理。具有多種靈活的尋址方式，如變址尋址方式，用于基2快速傅立葉變換（FFT）位翻轉(zhuǎn)變址尋址方式，。6) 電源采用靜態(tài)CMOS技術(shù)，有4種掉電模式，用于減少能量損耗。7) 具有符合IEEE 1149.1標準的片內(nèi)JTAG仿真/測試接口8) 集成了功能強大的外圍電路，如鎖相環(huán)（PLL）等。TMS320F240芯片除了具有低成本、高性能的TMS320C2xLP DSP內(nèi)核，還專門針對運動控制進行了優(yōu)化設計，它適用于電機控制的主要特點表現(xiàn)在它集成了：1) 事件管理器（EV Manager）：包括3個16位通用定時器，有6種運行模式，包括

17、連續(xù)加計數(shù)、連續(xù)加/減計數(shù)；3個16位帶死區(qū)的全比較單元和3個16位簡單比較單元，最多可產(chǎn)生12路PWM輸出；4個捕獲單元，可用于高速I/O的自動管理，其中2個具有正交編碼器脈沖（QEP）接口能力。2) 雙10位模數(shù)轉(zhuǎn)換器，各有8路多路復用輸入，轉(zhuǎn)換時間<10ms.其中事件管理器是最有特色的。利用TMS320F240的事件管理器發(fā)出PWM控制信號的原理框圖如圖5-7所示。基于TI公司定點DSP TMS320F240的通用變頻器控制電路板如圖5-8所示。在該電路板上外擴128k字靜態(tài)存儲器（SRAM），4通道12位數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC），RS232串口通訊以及JTAG仿真測試接口。該控制電路

18、板具有以下特點：圖5-6 TMS320F240內(nèi)部結(jié)構(gòu)Fig.5-6 TMS320F240 Inner Achitechture圖5-7 TMS320F240內(nèi)部PWM控制信號發(fā)生電路框圖Fig.5-7 TMS320F240 Inner PWM Circuits Block Diagram圖5-8 基于TMS320F240通用變頻器控制電路板實物圖Fig. 5-8 Photo of control circuit board based on TMS320F2401) 控制電路板上為TMS320F240擴展了4通道12位數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC（U9）用于代碼開發(fā)，4個DAC寄存器和1個DAC刷新寄存

19、器需要被映射到TMS320F240的I/O空間，為正確使用DAC模塊需要產(chǎn)生狀態(tài)等待，即在訪問I/O空間時，必須對TMS320F240編程使其產(chǎn)生一個軟件等待狀態(tài)，同時TMS320F240的CLKOUT管腳輸出20MHz的CPU時鐘信號（CPUCLK），CPUCLK信號用于產(chǎn)生DAC模塊所需要的其他硬件等待狀態(tài)。2) 控制電路板上為TMS320F240外擴128k字外部存儲器，由2個128k´8位SRAM（U3、U4）組成，其中64k字用作外部程序存儲器，32k字用作外部局部數(shù)據(jù)存儲器，32k字用作外部全局數(shù)據(jù)存儲器。SRAM通過外部數(shù)據(jù)總線和區(qū)布數(shù)據(jù)總線與TMS320F240接口，

20、15ns的訪問時間允許TMS320F240以零等待狀態(tài)訪問外部程序和數(shù)據(jù)存儲空間。3) 控制電路板上配有與RS232兼容的9針串口，用作異步通訊。該串口（P6）通過RS232收發(fā)兩用器與TMS320F240的串行通訊接口（SCI）相接，通過軟件和硬件握手可被設置成多種通訊協(xié)議。4) 控制電路板上的JTAG仿真接口（P5）兼容IEEE 1149.1標準，因此可將控制電路板作為目標板，利用仿真開發(fā)系統(tǒng)進行調(diào)試和測試。所采用的仿真開發(fā)系統(tǒng)為聞亭公司的TDS-2XX仿真開發(fā)系統(tǒng)。5) 通過4個雙列34針的連接器可訪問TMS320F240的所有相關信號。連接器P1為輸入/輸出連接器，與事件管理器、SCI

21、、SPI的所有信號相接；連接器P2為模擬連接器，與所有模擬信號相接，包括4路DAC輸出通道、16路ADC輸入通道、ADC參考電壓；連接器P3為地址/數(shù)據(jù)連接器，與外部地址和數(shù)據(jù)總線信號相接；連接器P4為控制連接器，與外部存儲器接口控制信號相接。異步電動機定子相電流檢測電路如圖5-9所示。采用變比為1:1000的霍爾電流傳感器，經(jīng)過偏置、放大處理后，使其變?yōu)榉秶鸀?5V的電壓信號，再送至TMS320F240的片內(nèi)模數(shù)轉(zhuǎn)換器的接口。圖5-9 相電流檢測電路Fig.5-9 Detection circuit of phase current5.2.2 電壓源PWM通用變頻器的軟件設計所研制的PWM通

22、用變頻器采用全數(shù)字變頻器無速度傳感器的恒U/f比控制方式。并且為開展深入的實驗研究和分析，與其它變頻其產(chǎn)品相比有自身獨特的特點，除了變頻器輸出基波頻率、載波頻率、起動轉(zhuǎn)速上升時間、旋轉(zhuǎn)方向等參數(shù)可通過人機界面進行設置以外，還設計了兩種PWM控制方式，即正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)和空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)，另外，PWM控制信號的死區(qū)時間也可以設置，還可以實時顯示輸出電流的波形和有效值。上述功能都是在前述硬件的基礎上通過軟件設計來實現(xiàn)的。5.2.2.1 軟件流程圖固化在TMS320F240存儲器內(nèi)的主程序流程圖如圖5-10所示，中斷服務程序流程圖如圖5-11所示。圖5-10主程序流程圖Fig

23、.5-10 Main program block diagram人機界面基于VB編制了人機界面用于設置、顯示和控制通用變頻器的運行。人機界面如圖5-12所示，輸出基波頻率（Output Frequency），載波頻率（Carrier Frequency），死區(qū)時間（Dead-band Time），起動轉(zhuǎn)速上升時間（Rise Time），旋轉(zhuǎn)方向等參數(shù)皆可通過人機界面進行設置，PWM控制方式可選SPWM或SVPWM，可實時顯示負載電流（Output Current）的有效值。圖5-12 人機界面Fig.5-12 HMI圖5-11 中斷服務程序流程圖Fig.5-11 Block diagram o

24、f Interrupt service program基于VB的人機界面程序流程圖如圖5-13所示。圖5-13 基于VB的人機界面程序流程圖Fig.5-13 Block diagram of HMI based on VBPWM通用變頻器裝置及其實驗結(jié)果PWM變頻器裝置實物圖如圖5-14所示。裝置實驗時，變頻器接3相380V交流電，載波頻率設為2kHz，輸出基波頻率設為50Hz。測試儀器為泰克雙通道示波器，型號為TDS3032，采用50倍衰減的差分探頭。TMS320F240發(fā)出的兩路互補的控制信號PWM1、PWM2如圖5-15所示，其死區(qū)時間設定值為4.8ms；經(jīng)過光電隔離后加在IPM控制信號

25、輸入端子wP和wN的控制信號如圖5-16所示，上下兩路信號也是互補的，并且是帶死區(qū)時間的。PWM通用變頻器輸出的線電壓及其頻譜波形如圖5-17所示，驅(qū)動異步電動機運行是的相電流及其頻譜波形如圖5-18所示。圖5-14 自行研制的PWM通用變頻器實物照片F(xiàn)ig.5-14 Photo of PWM general-purpose inverter designed by ourselves a)一個周波 b)展開的單個脈沖圖5-15 DSP發(fā)出的兩路互補帶死區(qū)的PWM控制信號Fig.5-15 Two PWM control signals with dead-band time generated

26、 by DSP(TMS320F240) a)一個周波 b)展開的單個脈沖圖5-16 加在IPM控制信號輸入端自的兩路互補帶死區(qū)的信號Fig.5-16 Two signals with dead-band time applied to IPM control signal inputs圖5-17 PWM通用變頻器輸出的線電壓及其頻譜Fig.5-17 Line-to-line voltage and its spectrum圖5-18 PWM通用變頻器驅(qū)動異步電動機運行時的相電流及其頻譜Fig.5-18 Phase current and its spectrum5.3 新型可調(diào)式共模逆變器輸出

27、濾波器為在各種運行條件下實時得到優(yōu)化的濾波效果，在電壓源PWM通用變頻器的基礎上研制了一種新型可調(diào)式共模逆變器輸出濾波器。5.3.1問題的提出通過大量的仿真和實驗分析，在各種不同運行條件下電動機端線電壓總諧波畸變率（THDV）具有一定的規(guī)律。根據(jù)仿真結(jié)果繪制的電動機端線電壓總諧波畸變率（THDV）特征曲線如圖5-19所示。圖5-19a)為載波頻率為2kHz，輸出基波頻率為50Hz，額定負載時，濾波電感與THDV的特征曲線；圖5-19b)為輸出基波頻率為50Hz，額定負載時，載波頻率與THDV的特征曲線；圖5-19c)為載波頻率為2kHz，額定負載時，輸出基波頻率與THDV的特征曲線；圖5-19

28、d)為載波頻率為2kHz，輸出基波頻率為50Hz時，負載變化時負載與THDV的特征曲線。 a) b) c) d)圖5-19 基于仿真結(jié)果的電動機端線電壓總諧波畸變率（THDV）特性曲線Fig.5-19 Characteristic Curves of THDV of motor terminal line-to-line voltage based on simulation results由圖5-19a)d)可知，濾波電感（Lf）對電動機端線電壓THDV有著很大影響，Lf越大，THDV越低。當電動機的運行條件，如載波頻率、輸出基波頻率以及負載變化時，電動機端線電壓THDV也會受到較大影響，由

29、圖5-19b)可知，載波頻率越高，THDV越低；由圖5-19c)可知，輸出基波頻率越高，THDV越低；由圖5-19d)可知，隨著負載的增加，THDV也會增加。圖5-20為根據(jù)實驗結(jié)果繪制的電動機端線電壓總諧波畸變率（THDV）特征曲線，其變化規(guī)律與圖5-19所示的仿真結(jié)果一致。因此，當電動機的運行條件變化時，可以通過調(diào)節(jié)濾波電感（Lf）的大小實時獲得優(yōu)化的正弦電壓波形，從而獲得優(yōu)化的調(diào)速性能。基于上述思路，提出了一種新型閉環(huán)控制可調(diào)式共模逆變器輸出濾波器，這種濾波器通過實時控制電感量的變化，在線調(diào)節(jié)濾波器截止頻率的大小，從而在不同工作條件下，獲得最優(yōu)化的濾波效果。 a) b) c) d)圖5-

30、20 基于實驗結(jié)果的電動機端線電壓總諧波畸變率（THDV）特性曲線Fig.5-20 Characteristic Curves of THDV of motor terminal line-to-line voltage based on experimental results5.3.2新型共模逆變器輸出濾波器的總體結(jié)構(gòu)新型共模逆變器輸出濾波器的硬件結(jié)構(gòu)在電壓源PWM通用變頻器的基礎上研制的新型閉環(huán)控制可調(diào)式共模逆變器輸出濾波器的總體結(jié)構(gòu)如圖5-21所示，實物裝置照片如圖5-22所示。該濾波器的拓撲結(jié)構(gòu)與在第4章4.3節(jié)提出的共模正弦波逆變器輸出濾波器的拓撲結(jié)構(gòu)完全相同，只是將濾波電感替換為

31、電感可調(diào)的線性電抗器，關于線性電抗器的原理與設計見本章。圖5-21 基于PWM通用變頻器的新型可調(diào)式共模逆變器輸出濾波器總體結(jié)構(gòu)Fig.5-21 General configuration of novel common-mode inverter output filter based on PWM general-purpose inverter輸入端虛擬中性點輸出接線端子（接至電動機）輸出端虛擬中性點IPM逆變器整流器8個開關三相380V交流輸入接線端子直流激磁電壓源線性電抗器濾波電容檢測電路±12V直流電壓源F240控制電路板IPM控制電源及驅(qū)動板Drive Board圖5-

32、22 PWM通用變頻器及新型可調(diào)式共模逆變器輸出濾波器裝置實物圖Fig.5-22 Photo of PWM general-purpose inverter and novel adjustable common-mode inverter output filter新型濾波器參數(shù)設計在第4章4.3節(jié)提出的共模正弦波逆變器輸出濾波器基礎上，用電感值可近似線性調(diào)節(jié)的線性電抗器代替原來電感值固定不變的電感即可，電容不變。一般，濾波電感的取值不能過大，因為電感越大，其體積和成本也就越大。同時，還應考慮到電感上會產(chǎn)生一定的電壓降，為使電動機的輸出功率不至于過低，應將其限制在變頻器輸出電壓的15%以內(nèi)。

33、綜上，線性電抗器的電感值應在1.5mH 10mH值見可調(diào)。濾波電感值變化、濾波電容值固定不變（60mF）時這種正弦波逆變器輸出濾波器的一族幅頻特性如圖5-23所示，其截止頻率與濾波電感的變化關系曲線如圖5-24所示，可見電感值增加時，截止頻率隨之減小。 圖5-23 不同電感值時濾波器的幅頻特性Fig.5-23 Characteristic of amplitude (PU) vs. Frequency with different inductance圖5-24 濾波器截止頻率與電感之間的關系曲線Fig.5-24 Cutoff frequency vs. Inductance (Lf)5.3.

34、3線性電抗器原理與設計5. 線性可調(diào)電感的工作原理根據(jù)鐵磁材料的非線性特性，對鐵磁材料施加直流勵磁，即設置磁路工作點，鐵心線圈的靜態(tài)磁導率和動態(tài)磁導率將隨工作點的變化而變化，如圖5-25所示，它們分別是 (5-1) (5-2)設表示磁路工作點，則相應靜態(tài)電感和動態(tài)電感則分別是 (5-3) (5-4)式中，S 為磁路截面積；l為磁路長度。圖5-25 鐵磁材料的基本磁化曲線及靜態(tài)和動態(tài)磁導率Fig.5-25 Normal magnetization curve of ferromagnetic material and its static and dynamic magnetic permeab

35、ility圖5-26 a)動態(tài)磁導率與磁場強度的關系 b)總電感與磁場強度的關系Fig.5-26 a) Dynamic magnetic permeability vs. magnetic field intensity b) Inductance vs. magnetic field intensitya)b)圖5-27 線性電抗器的結(jié)構(gòu)示意圖Fig.5-27 Construction diagram of linear inductor由于濾波器工作在交變電壓、電流條件下，所以可調(diào)電感是基于動態(tài)磁導率隨工作點變化而變化的原理進行可調(diào)電感設計。為了實現(xiàn)可調(diào)電感，在同一磁路上除繞有交流繞組外，

36、還要繞上直流控制繞組。采用如圖5-27所示的結(jié)構(gòu)原理制作線性電感。每一個可調(diào)電感使用兩個矩形鐵心。為在直流繞中不產(chǎn)生交流感應電壓，在結(jié)構(gòu)設計時使得兩個磁路中的交流磁通一個與直流磁通方向相同，另一個則與直流磁通方向相反。因此，在工作點附近，當其中一個線圈電感增加時，另一個線圈的電感則減小，二者對稱于工作點，即 (5-5) (5-6)式中，表示工作點處每個交流繞組的動態(tài)電感；、為電感增量，在工作點附近有。當兩個線圈中的電感串聯(lián)聯(lián)接時，等效電感為 (5-7)上述等效電感受直流勵磁電流的連續(xù)控制，可以得到近似線性的可調(diào)電感。如圖5-26(b)表示串聯(lián)連接時，在兩個工作點處，等效電感與每個電感的關系。其

37、中等效電感曲線是由單調(diào)增加和單調(diào)減小且對稱于工作點的兩個電感曲線相加而得。兩個變化趨勢相反的電感曲線起到相互補償?shù)淖饔谩Ｓ纱丝梢缘玫浇凭€性的等效交流電感。5. 可調(diào)電感的設計方法可調(diào)電感的設計包括結(jié)構(gòu)設計、磁路設計和直流勵磁繞組設計。(1) 結(jié)構(gòu)設計 主要考慮兩個方面：(a)可調(diào)電感要盡可能為線性電感；(b)直流繞組中的交流感應電壓要盡可能小。綜合這兩方面需要，采用兩個矩形鐵心作為可調(diào)電感的基本結(jié)構(gòu)，如圖5-16所示。理想情況下，兩個鐵心在直流繞組中產(chǎn)生的交流感應電壓可以完全抵消，磁導率可以實現(xiàn)相互補償。(2) 磁路設計 包括材料選擇、尺寸設計和交流繞組設計。(a)材料選擇 為減小體積、提高

38、效率，選用磁導率較高的鐵磁材料D33冷軋高硅鋼片。(b)尺寸設計 根據(jù)濾波器對可調(diào)電感變化范圍的需要，確定每個矩形線圈的電感變化范圍，即和。設濾波電感的最大和最小值分別為，則每個繞在矩形磁路上的鐵心電感的最大和最小值分別為： (5-8)根據(jù)磁路理論，和可由下式分別求得 (5-9) (5-10)當材料選定后，便隨之而定(因為它對應無勵磁時的動態(tài)磁導率),而可以通過改變直流勵磁來改變其大小。因此磁路尺寸必須滿足 (5-11)交流繞組導線直徑由電機電流決定，設為Dd。磁路的其它尺寸如圖5-27所示。與磁路幾何尺寸的關系是： (5-12) (5-13) (5-14) (3)直流繞組設計 主要是直流勵磁

39、安匝計算。最大勵磁安匝由最小電感值決定。由最小電感值求得最小動態(tài)磁導率： (5-15)根據(jù)關系曲線圖18(a)，求得所需磁場強度H。有安培環(huán)路定律(或基爾霍夫磁壓定律)得 (5-16)從而求得直流勵磁繞組的安匝數(shù)。若選定(同時選定直流繞組導線直徑)，則可計算得出直流勵磁繞組匝數(shù)。以上設計要點可以概括為：根據(jù)最大電感值設計磁路和交流繞組；根據(jù)最小電感值設計直流勵磁繞組。通過調(diào)節(jié)流過線性電抗器直流控制繞組的直流激磁（IDC）的值，即可調(diào)節(jié)線性電抗器的電感值。線性電抗器的實物照片如圖5-28所示，其主要參數(shù)見表5-4。其特性曲線如圖5-29所示，由圖5-29可知，當流過電抗器交流繞組的交流電流（IA

40、C）變化時，電抗器的電感值基本保持恒定；并且電抗器具有較好的伏安特性。圖5-28 線性電抗器實物照片F(xiàn)ig.5-28 Photo of Linear inductor表5-4 線性電抗器的有關參數(shù)Table 5-4 Parameters of linear inductor序號參數(shù)參數(shù)值1交流繞組最大交流電流 (IAC) 10A2直流控制繞阻最大直流電流(IDC)1.5A3電感值調(diào)節(jié)范圍1.510mH4直流控制繞組電阻(RDC)36.6W5交流繞組電阻(RAC)0.09W6體積（長´寬´高）205´180´250mm27重量13kg (a) 電感與交流繞

41、組電流的關系曲線 b) 伏安特性圖5-29 線性電抗器的特性曲線Fig.5-29 Characteristic curves of linear inductor在起動和制動等動態(tài)過程中，為使動態(tài)過程時間最短并在電感上的電壓降落最低，電動機上獲得較高的電壓，把線性電抗器的電感值調(diào)至最小。在穩(wěn)態(tài)過程中，為獲得最佳的正弦波形，線性電抗器的電感值需要根據(jù)電動機端線電壓總諧波畸變率（THDV）的變化規(guī)律適當調(diào)大。在如圖所示的5-21的整個系統(tǒng)中，利用霍爾電流傳感器將相電流信號傳至TMS320F240的模數(shù)轉(zhuǎn)換器，從而獲得負載電流的有效值。而載波頻率和輸出頻率都是通用變頻器的設定值。這樣，利用儲存在TM

42、S320F240存儲器中根據(jù)電動機端線電壓總諧波畸變率（THDV）變化規(guī)律編制的查詢表（Look-up Tables）來確定控制電路板上DAC輸出一個最適合的電壓值，該值決定了直流激磁電壓源輸出的直流激磁電壓的大小，從而向3個串聯(lián)的線性電抗器提供最適合的直流激磁電流IDC，該電流值決定了線性電抗器電感的大小，因此可以通過實時的調(diào)節(jié)線性電抗器電感值的大小，來改變?yōu)V波器的截至頻率，從而改善電壓波形。上述控制策略在TMS320F240內(nèi)部采用軟件編程實現(xiàn)。其軟件流程圖見附錄圖F-20。系統(tǒng)顯示與控制界面如圖5-30所示。圖5-30 系統(tǒng)顯示與控制界面Fig.5-30 System display a

43、nd control interface 5.3.5.1電壓波形改善圖5-31(a)(c)(e)(g)為采用常規(guī)固定參數(shù)正弦波逆變器輸出濾波器（Lf=2mH, Cf=60mF）的電動機端線電壓波形。圖5-31(b)(d)(f)(h)為采用本文提出的采用線性電抗器的新型可調(diào)式逆變器輸出濾波器的電動機端線電壓波形。由圖5-31可知，在相同運行條件下，采用新型可調(diào)式濾波器電動機端線電壓的THDV明顯低于采用固定參數(shù)濾波器的THDV。證明提出的新型可調(diào)式逆變器輸出濾波器是有效的。THDV=7.87%THDV=12.43%測試條件：fc=2kHz, f1=50Hz, IAC=6.5A a) b)THDV

44、=6.85%THDV=7.64%測試條件：fc=4kHz, f1=50Hz, IAC=6.5A c) d)THDV=13.54%THDV=8.96%測試條件：fc=2kHz, f1=35Hz, IAC=6.5A e) f)THDV=5.74%THDV=9.97%測試條件：fc=2kHz, f1=50Hz, IAC=3.5A g) h)a) c) e) g) 采用固定參數(shù)正弦波逆變器輸出濾波器 b) d) f) h) 采用線性電抗器的正弦波逆變器輸出濾波器 圖5-31 電動機端線電壓波形Fig.5-31 Motor Terminal line-to-line voltage waveforms 5系統(tǒng)實驗結(jié)果綜合分析通過大量的實驗研究和分析，得出如圖5-32所示的變頻器輸出基波頻率為50Hz時電動機端線電壓的THDV與載波頻率和負載電流的三維關系