1、Electronic Component &Device ApplicationsFeb.20072007年2月 0引言 將220V 市電電壓整流后再提供直流是實際 應用中最為廣泛的變流方案。但傳統的二極管或晶閘管會對電網產生諧波電流,從而引起功率因數下降,造成電網污染。而有源功率因數校正(APFC技術可將電源變換成等效的純電阻,從而有效地消除整流器的諧波電流,提高了功率因數,減小了高次諧波。由于開關電源中功率器件的損耗會影響其可靠性和效率,特別是有源功率因數校正電路中,二極管的反向恢復電流不但會給二極管造成損耗,而且也會給開關管造成損耗,并產生較大的EMI 干擾諧波。關于硬開關Boo

2、st PFC 變換器電路中開關器件的損耗有很多文獻已經討論得比較成熟了。本文將對典型的Boost 變換器的損耗進行分析和計算,即通過對基于UC3854控制的600W Boost PFC 開關電源進行損耗分析計算和實驗測試。1典型Boost PFC 變換器拓撲結構升壓式(Boost變換器是較常用的拓撲之一,其典型結構如圖1所示,圖2為其結構中各器件的輸出電壓電流波形。Boost 變換器是一種輸出電壓等于或大于輸入電壓的單管非隔離直流變換器。其主電路由開關管、整流二極管、濾波電感和輸出濾波電容構成。它與單純的Boost 斬波電路的區別僅在于控制方法不同,工作過程基本相同。當圖1中的開關器件(功率晶

3、體管Q 受外部基極驅收稿日期:2006-10-17Boost 變換電路的損耗分析羅佳明,戴慶元(上海交通大學微納米科學技術研究院,上海200030摘要:分析了開關器件、電感在硬開關Boost PFC 電路中的損耗,并對Boost PFC 變換器電路的開關損耗進行了計算,給出了其功率損耗的計算方法。同時通過對有源功率因數校正集成電路UC3854實現Sever Computer 的600W 開關電源的分析計算,用實驗驗證了Boost PFC 電路功率損耗計算方法的正確性。關鍵詞:Boost 變換器;功率因數校正;功率損耗;硬開關圖1升壓式變換器結構圖2Boost PFC 變換器典型波形 圖4開關管

4、電壓特性動脈沖激勵導通而反偏截止時,電感L 將儲存輸入提供的能量;當開關器件Q 受外部驅動脈沖作用關閉截止時,二極管D1由于電感L 反峰電壓的作用則正偏導通,電感L 與輸出切斷,開始釋放其儲存的能量。典型Boost PFC 電路中的開關損耗主要包括快速整流二極管損耗、開關管損耗和電感損耗,此外還有其它雜散損耗。其中整流二極管和開關管損耗對整機的性能指標和可靠性影響最大。2開關器件的功率損耗分析2.1整流二極管的損耗整流二極管的損耗主要由三部分組成:一部分是開通損耗P D on ,一部分是通態損耗P D con ,另一部分是關斷損耗P D off 。(1開通損耗假設電感工作在電流連續模式下,則整

5、流二極管的開通損耗由開關管關斷時的(di/dtoff 決定,關斷損耗由開關管開通時的(di/dton 決定。在圖3所示的整流二極管RHRP1560典型的導通特性圖中,若t fr 為二極管的正向電壓恢復時間,V FR 為二極管正向恢復最大電壓,V F 為二極管壓降的典型值,I F 為二極管正向電流,I RM 是二極管的反向恢復電流的最大值,t rr 是反向恢復時間,di F /dt 是二極管在開通時的電流變化率。那么,在此期間內,開通損耗P O N 可表述為:P Don =12f C I F (V FR -V F t fr(1式中,f c 是開關頻率。(2通態損耗一般通態損耗可用鎮流二極管的正向

6、導通壓降V F 和正向電流I F 的乘積來計算。設二極管導通時的內阻為R D ,則通態損耗P D con 為:P Dcon =V F I Dav +R D I 2Drm(2式中,I D av 是二極管的電流平均值,I D rm 是二極管電流的有效值。(3關斷損耗實際上,關斷損耗P D off 主要是由二極管的反向恢復電流造成的。它可以近似表示為:P Doff =14f C I Drm K F V F t rr(3式中,K F 表示二極管反向恢復電流的溫度系數。這樣就可以得出整流二極管的總開關損耗為:P D =P Don +P Dcon +P Doff(42.2開關管的損耗圖4給出了開關管的電壓

7、特性曲線。開關管的損耗主要包括開通損耗、通態損耗和關斷損耗三部分。其中開通損耗P Q on 主要是開通時開關管兩端等效電容(包括開關管的輸出電容C oss 和變換器電路的輸出電容C放電形成的容性開通損耗以及從截止到完全開通的渡過放大區的損耗;另外,在Boost 電路中,由于二極管在關斷時會產生反向恢復電流并造成二極管本身損耗,從而增大了開關管Q 的開通損耗,其增大部分為P D off 。通態損耗P Q con 主要由Q 的通態電阻產生。而關斷損耗P Q off 產生的原因主要是關斷過程中電流下降有延遲和電壓上升得過快,從而形成電壓電流的交疊產生的功率損耗。其一般的表達式為:開通損耗:P Qon

8、 =23f C C oss U 2o +P VDoff =23f C C oss U 2o +14f C I VDrms K f V R t fr(5通態損耗:P Qcon =I 2VQrms R VQ (6關斷損耗:圖3二極管的電壓電流導通特性Electronic Component &Device ApplicationsFeb.20072007年2月 P Qoff =12f C U o I L t fr(7所以,開關管的總損耗為:P 0=P Q on +P Q con +P Q off(8式中,f C 為開關頻率,C oss 為開關管的輸出電容,I D rm s 為SR 電流有效

9、值,K f 為SR 反向恢復電流的溫度系數,V R 為輸出電壓,t fr 為SR 的開通上升時間,I Q rm s 為Q 的電流有效值,R Q 為Q 給定溫度下的導通電阻,I L 為電感電流其值為I in 。2.3電感的損耗電感損耗主要由銅損耗、磁滯損耗和渦流損耗組成。其表達式如下:銅損:P C u =I 2L R C u(9磁滯損耗:P n =K h f C B 1.6m(10渦流損耗:P V =162d 2B 2W f2(11式中,R cu 為電感導線電阻,K h 為比例系數(因材料而異,B m 為最大磁通密度,為電阻率,d 為物體密度,B W 為工作磁感應強度。3Boost PFC 開關

10、損耗的分析與計算當開關管Q 和整流二極管工作在Boost PFC 電路中時,開關器件流過的電流為正弦波包絡線波形。設PFC 工作頻率為f c =1/T C ,交流電頻率為f ,n=f/f c ,則從nT (n+1T C 的一個開關周期內,nT (n+1-DnT C 為Q 的導通時間。當Q 導通,占空比為D n 時,開關管流過的電流為D n I 1,同樣,整流二極管流過的電流為(1-D n I 1,其中:1-D n =V m V O V in sin 2(n+1T C /!"T V O(12可得整流二極管的電流平均值和有效值分別為:I Dav =TC T N-1n=0#I L (1-D

11、 n I Drms =T CT N-1n=0#I 2L(1-D n2$%&(13這樣,流過Q 的電流平均值和有效值為:I Qav =TC T N-1n=0#I L D nI Qrms =T CT N-1n=0#I 2L D n 2$%&(14式中,n=T C /T ,T C 為開關周期,T 是交流電周期。至此,我們就可得出Boost PFC 變換器的總功耗。其中電感損耗最難降低,需要在設計過程中(包括選擇諧振參數時充分考慮降低損耗的措施。4試驗結果分析現以圖1為主變換電路,用UC3854進行PFC控制的600W 整流電源為例,并使用AC Source Chroma6630和示波

12、器Yokogawa DL2700來測量該整流電源的各項參數。當輸入電壓為50HZ 、AC220V 時,輸出電壓為400V ,輸出電流1.53A ,開關頻率為100kHz 時,測得輸入電流I in 為2.98A ,整機效率為93.6%,功率因數為0.99。設整流二極管的電流上升率(di/dton 和電流下降率(di/dtoff 為100A/s ,開關管最小占空比D M in =(V O -V m /V O =0.22,整流管D1采用RHRP1560,其導通電阻為7.5m ,最大導通比為(1-V O =0.78,平均輸出電流I D(A V 為1.53A ,那么,其峰值平均電流為:I F =12V

13、m Dmin Lf C+2.98=9.82A(15查該整流二極管的特性表可知:(dI/dton=100A/s 時,t rr 為35ns ,V FR 為18V 。而當I F =9.82A 時,由二極管正向電流和管壓降的關系可得出V F =2.1V ,二極管正向電流的有效值I D (RM S1.44I D(A V 2.2A ;整流二極管D1的反向恢復電流I D(RM 通過查I D (RM 和(di/dtoff 的關系表可得到I D(RM =17.5A ,二極管工作在100時的溫度系數K f 為1.1。所以可計算得到整流二極管的損耗為:P D =P D on +P D con +P D off =2

14、7.3W(16該電路中的開關管使用SPW20N60S5,其輸出電容C O SS 為1100pF ,在開關管的漏源端接有0.01F 的耐壓1000V 的高壓電容,開關管的峰值平均電流I Q (A V =9.82A ,有效值電流為I Q(RM S1.44I Q(A V ×D m in 3.11A 。查得SPW20N60S5導通電阻的溫度特性是:在100時的導通電阻為0.19。根據前面的計算公式可得開關管的功率損耗為:P Q =P Q on +P Q con +P Q off =12.32W(17編譯出適合本程序的Cache替換信息,并將這些信息嵌入到代碼中,以便在實際程序執行過程中,處理

15、器能夠用這些Cache替換信息來指導Cache替換和鎖存工作,最終提高Cache的命中率,降低系統消耗。這部分工作在實際應用中涉及到IC設計,所以需要IC設計者的支持。初步實現可利用編譯器或另外編寫的分析器產生的Cache信息來指導變換Cache更新算法。一般處理器都提供有幾種可供使用的Cache更新算法。由于這種更新算法所適應的應用場合不同,因此用戶可根據自身特點來選擇,以提高Cache的命中率,降低功耗。3結束語嵌入式系統的低功耗設計是多方面共同努力的結果。硬件低功耗設計固然重要,而軟件低功耗設計也同樣重要,二者相互影響和作用。因為內存訪問消耗了電池大量的能量,所以本文主要從內存訪問方面來

16、闡述系統設計中能量消耗問題,并基于電路功耗的來源(主要是動態功耗給出了用軟件降低內存訪問能量消耗的三種方法,即:減少使用分支程序和函數調用、塊數據連續存放和Cache替換算法。這些方法能有效提高系統運行速度,增加系統實時性,同時可降低系統的發熱和電磁干擾。參考文獻1杜春蕾.ARM體系結構與編程M.北京:清華大學出版社,2003:194-200.2鄭偉,姚慶棟,張明,等.李東曉.一種低功耗Cache設計技術的研究J.電路與系統學報,2004;9(5;21-29.3喬香珍.Cache性能與程序優化J.計算機學報,1996,19(11:818-823.這樣,在該Boost變換器電源中開關管的總損耗為

17、11.32W。電感使用感值0.1mH的CRV-HPT5004,銅阻為35m,故銅損為:P C u=I2L P C u=0.89W(18若使用鐵芯材料,其他磁滯損耗和渦流損耗都為鐵損,即:P Fe=P n+P V=1.04W(19經測得整流橋的壓降約為0.85,其功率損耗為2×0.85×2.98=5.066W。該整流變換電源總的功率損耗為:P=P D+P Q+P C u+P Fe=41.6W(20加上其他的雜散損耗(0.7%左右,于是整機的損耗為6.4%,整機的效率為93.6%,可見該計算結果和實驗結果基本相符合。5結束語本文通過對典型Boost PFC變換器功率損耗的分析,以及通過UC3854控制的600W Boost PFC變換器的測試證實:該分析論證思路是正確的。主要得出了以下結論:(1Boost PFC變換器的主要損耗是開關損耗和電感損耗,因此,設計變換器的過程中,要盡量選取關斷速度快的功率開關管;(2整流二極管的關斷損耗占其總損耗的很大一部分;(3要提高效率,首先應該降低整流二極管的反向恢復電流,并應采用帶有輔助回路的ZVT-PFC或采用飽和電感抑制。Boost變換電路是應用非常廣泛的功率因數校正電路,通過本文對開關器件的損耗