1、數(shù)字高頻接收機(jī)設(shè)計(jì)摘要此篇論文描述了一個(gè)實(shí)驗(yàn)性的數(shù)字接收機(jī)在高頻帶的寬頻帶上的應(yīng)用。接收機(jī)的輸出是一個(gè)沒(méi)有檢波的有用帶寬為750kHZ 的數(shù)字信號(hào)。一般使用的5MHZ 采樣頻率是相對(duì)于帶寬而言的，這就放寬了對(duì)模擬分量的要求，同時(shí)提供給我們?cè)跊](méi)有引入諧波信號(hào)混疊干擾的情況下，使用基帶采樣的可能性。測(cè)試展示了一個(gè)80dB 的亂真空閑動(dòng)態(tài)范圍。當(dāng)在基帶上采樣一個(gè)低頻率信號(hào)時(shí)，也可以充分的利用實(shí)用性的放大器, 把它作為A/D轉(zhuǎn)換器的最終驅(qū)動(dòng)放大器。 介紹ESM 和展布頻譜技術(shù)(也就是直接序列或FH 在高頻帶上要求一個(gè)大的動(dòng)態(tài)范圍, 通時(shí)也要求在接收機(jī)中有一個(gè)大的瞬時(shí)帶寬。論文首先簡(jiǎn)短地介紹了實(shí)驗(yàn)性的高

2、頻數(shù)字接收機(jī)，接著討論的是設(shè)計(jì)過(guò)程中遇到的一些相關(guān)問(wèn)題。我們一般自己設(shè)計(jì)接收機(jī)大多數(shù)是因?yàn)榭紤]到經(jīng)濟(jì)和適用于我們需要的帶寬動(dòng)態(tài)范圍和靈敏度的實(shí)用性的商業(yè)接收機(jī)的缺乏。具有虛擬的空閑動(dòng)態(tài)區(qū)域的三個(gè)完整的接收機(jī)可以數(shù)字化一個(gè)750KHZ 的帶寬可以構(gòu)造和測(cè)試。一個(gè)-39dB 的射頻輸入信號(hào)可以從轉(zhuǎn)換器輸出一個(gè)很大范圍的輸出。 圖一接收機(jī)概況圖一為接收機(jī)的一般結(jié)構(gòu)框圖。接收機(jī)的類似的部分是一個(gè)直接的雙變換超外差接收機(jī)。射頻輸入信號(hào)通過(guò)帶通濾波器濾掉多余的帶寬，如果需要再通過(guò)第一個(gè)混頻器之前先削弱。具有低相位噪聲的信號(hào)產(chǎn)生器作為第一個(gè)本地振蕩器。第一個(gè)中頻信號(hào)被帶寬為1MHZ 中心頻率為40MHZ 的

3、濾波器濾波。第二個(gè)混頻器將信號(hào)轉(zhuǎn)換到的1.4-2.1MHZ, 此處低通濾波器作為抗混疊濾波器。第二個(gè)中頻上第二個(gè)中頻放大器鏈的作用是提高信號(hào)的振幅使之和A/D轉(zhuǎn)換器的輸入范圍相匹配。我們使用的轉(zhuǎn)換器具有5MHZ 的采樣頻率和14比特的。具有低且寬輸入電壓和動(dòng)態(tài)區(qū)域的范圍射頻電路可以對(duì)我們需要的轉(zhuǎn)換器進(jìn)行設(shè)計(jì)。接收機(jī)的輸出是一個(gè)未解調(diào)的具有750KHZ 的有用帶寬的數(shù)字化信號(hào)。雖然基帶頻譜會(huì)翻轉(zhuǎn)但接下來(lái)的數(shù)字信號(hào)處理單元很容易解決這個(gè)問(wèn)題。采樣頻率相對(duì)于帶寬是比較大的。我們截取信號(hào)的有用的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流通過(guò)正交數(shù)字下變頻，這通過(guò)VLSI 芯片來(lái)實(shí)現(xiàn)。芯片包含一個(gè)數(shù)字控制振蕩器和復(fù)雜乘法積累器。FIR

4、 濾波和 通過(guò)兩個(gè)HSP43220VLSI 芯片可實(shí)現(xiàn)。通過(guò)高達(dá)750KHZ 的有用帶寬都能實(shí)現(xiàn)。我們現(xiàn)在使用250KS/s復(fù)雜數(shù)據(jù)表征200KHZ 的帶寬（見(jiàn)圖二）。 圖二數(shù)字正交分解的使用提高了鏡像抑制干擾，以至于它將不能限制信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍。使用兩次A/D轉(zhuǎn)換的方法不被采用是由于低的鏡像抑制干擾。 A/D轉(zhuǎn)換器和模擬射頻鏈的接口連接驅(qū)動(dòng)A/D轉(zhuǎn)換器的最終放大器在數(shù)字接收機(jī)是關(guān)鍵的，因?yàn)楸仨毦哂幸粋€(gè)很高的截取點(diǎn)。但是如果不使用限制器的話高強(qiáng)度的放大器很容易破壞A/D轉(zhuǎn)換器。接收機(jī)的設(shè)計(jì)我們用具有相當(dāng)好的線性和很高的截取點(diǎn)的實(shí)用性的放大器。在初始的設(shè)計(jì)階段，一個(gè)具有以下指標(biāo)的放大器被認(rèn)為是合適

5、的：RF-2002C/20 Locus kaman增益： 19.8 dB截取點(diǎn)（IP3out ）： 67 dBm功率損耗： 18W放大器的截取點(diǎn)是滿意的，有用頻率范圍0.25-45MHZ 是很好的，但在實(shí)際應(yīng)用中沒(méi)有必要。還有個(gè)危險(xiǎn)是放大器將破壞轉(zhuǎn)換器，因?yàn)锳/D轉(zhuǎn)換器的絕對(duì)最大輸入是正負(fù)5V 或24dBm 同時(shí)RF-2002適用于14V 或33dBm 。一般通過(guò)在放大器和轉(zhuǎn)換器間設(shè)置一個(gè)限制器來(lái)解決這個(gè)問(wèn)題。限制器經(jīng)常使用連接有兩個(gè)小于5V 的正負(fù)電源的并行PIN-二極管。要建造一個(gè)線性區(qū)域大于80dB 的限制器并不簡(jiǎn)單，好的是用一個(gè)實(shí)用的放大器（OPA ）代替作為保護(hù)結(jié)構(gòu)已被發(fā)現(xiàn)。OPA

6、可提供正負(fù)5V 同時(shí)輸出電壓被限制。OPA 我們一般只在單位增益緩沖器使用，但Burr-Brown OPA-642具有低干擾的特征，同時(shí)能完成放大和高電壓保護(hù)的功能。這樣做的一個(gè)優(yōu)勢(shì)是增益可以設(shè)定得非常適合體系。使用OPA-642構(gòu)建的放大器的特征如下： 增益： 13.8 dB截取點(diǎn)（IP3out ）： 49 dBm功率損耗： <0.5 W三階截取點(diǎn) 。49 dBm的截取點(diǎn)是在非理想負(fù)載的情況下測(cè)量的。當(dāng)負(fù)載電阻具有50歐姆的值時(shí)，就可達(dá)到55 dBm 的理想值。OPA-642蔣減小接受機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍，不過(guò)A/D轉(zhuǎn)換器仍然是形成互調(diào)干擾的主要結(jié)構(gòu)。 圖三濾波器的負(fù)載被發(fā)現(xiàn)具有一定的電容性，

7、因此可以減少OPA 的附加相位, 不過(guò)還是不及振蕩器好，但放大器的效能有所降低。解決這個(gè)問(wèn)題的方法是在輸出端連接一個(gè)負(fù)載電阻以進(jìn)行緩沖（見(jiàn)圖3）被發(fā)現(xiàn)是足夠的。4諧波采樣和基帶采樣的優(yōu)劣性比較諧波采樣一般用作帶通或下采樣，使用時(shí)要符合Nyquist 采樣定律，采樣率至少是有用帶寬的兩倍，并不是一定要是最大頻率分量的兩倍。另一個(gè)準(zhǔn)則是信號(hào)的帶通頻譜決不能和采樣律的二分之一的整數(shù)倍有重疊。如果是卷積將產(chǎn)生重疊鏡像和混疊干擾。諧波采樣的一大優(yōu)點(diǎn)是所有的二階諧波完全超出了帶寬的范圍。因此使用幾乎整個(gè)帶寬是可能的，比如2.5-5MHZ 。但抗混疊濾波器的實(shí)現(xiàn)將把有用帶寬限制到2MHZ 。較高信號(hào)頻率和有

8、用諧波采樣相連接導(dǎo)致了放大器的成本提高，也對(duì)電路提出了更高的要求。在這種情況下我們使用的最后的OPA-642將大大的提高輸入信號(hào)頻率，迫使我們必須用前反饋放大器和限幅器來(lái)替代它。諧波采樣用在選擇性的A/D轉(zhuǎn)換器中是可能的，但會(huì)削弱動(dòng)態(tài)范圍。從圖四中可看出：在二分之一采樣頻率2.5MHZ 處減小。 圖四設(shè)計(jì)接收機(jī)不能使用諧波采樣，可以用常規(guī)的基帶采樣，它的采樣頻率是相對(duì)于帶寬說(shuō)的。這就促使模擬濾波器和最終放大器的設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單單一化。亂真信號(hào)例如最后放大器的二階諧波將不會(huì)與感興趣的頻譜混疊，因?yàn)橥◣У念l率被限制在1.4-2.1MHZ 。結(jié)果接收機(jī)中的諧波都落在通帶外且在接下來(lái)的FIR 濾波器被濾除。在

9、基帶采樣的低通抗混疊濾波器的插入損失將會(huì)比在諧波采樣的同等的抗混疊帶通濾波器少。諧波采樣在最大帶寬被要求也依然是最好的。動(dòng)態(tài)范圍的測(cè)量整個(gè)接收機(jī)包括A/D轉(zhuǎn)換器的適當(dāng)?shù)娜A輸入截取點(diǎn)是-6.8dBm ，合適的噪聲系數(shù)是14.7dB 。計(jì)算一個(gè)最大亂真空閑動(dòng)態(tài)區(qū)域的最常用的方法是由虛擬水平線是否和噪聲功率水平線相等來(lái)決定。如果使用100HZ 的噪聲功率帶寬我們將會(huì)得到：SFDR=2/3(IP3in-KTBF=2/3(-6.8+139.3=88.3dB (1KTBFIMR=2(IP3out-Pout=2(43.8-(12-6.5=76.6dB (2SFDRFSA/D=IMR+6.5=83.1 dB

10、 (3 圖五Receiver Max. SFDR Min. SFDR0 84 dB 81 dB1 83 dB 80 dB2 86 dB 84 dB圖表一 亂真空閑動(dòng)態(tài)范圍的測(cè)量關(guān)于帶寬的思考數(shù)字接收機(jī)的兩個(gè)我們感興趣的限制性是瞬時(shí)帶寬和瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍。當(dāng)工作在高頻帶時(shí)這些特性是緊密關(guān)聯(lián)的。一個(gè)大一點(diǎn)的帶寬意味著更多的信號(hào)反饋到A/D轉(zhuǎn)換器，更多的衰減必須被轉(zhuǎn)換用來(lái)阻止被驅(qū)動(dòng)的A/D轉(zhuǎn)換器超負(fù)荷。不僅最大的信號(hào)的動(dòng)力標(biāo)準(zhǔn)決定衰減的程度，而且所有信號(hào)的總和作為A/D轉(zhuǎn)換器的輸入。注意在窄帶接受機(jī)中使用一個(gè)AGC （自動(dòng)增益控制）是不可能的。這種情況下我們必須控制增益，根據(jù)最大信號(hào)的數(shù)字帶寬，它有可能

11、和我們想要的信號(hào)不相同。因此如果在接受機(jī)中選擇一個(gè)大的瞬時(shí)帶寬，我們將需要一個(gè)大的瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍。如果可能，大的帶寬可以被分成一些不同的副帶寬，見(jiàn)圖六。這樣就可以避免一個(gè)問(wèn)題，如果我們要求用渠道化的接受機(jī)，因?yàn)镕H 或多通道調(diào)制方案像OFDM 。為了找到直接序列展布頻譜技術(shù)，我們要求時(shí)間域的數(shù)據(jù)。圖六 在高頻帶有一種理想的帶寬嗎？這個(gè)問(wèn)題的回答雖然不容易， 但如果允許帶 寬內(nèi)的信號(hào)根據(jù) Laycock-Gott 模型被分布的話，將有可能產(chǎn)生一種方法用來(lái)估 計(jì)一個(gè)數(shù)字接收機(jī)相對(duì)于它的帶寬的動(dòng)態(tài)范圍。 使用大的瞬時(shí)帶寬一方面是考慮 的經(jīng)濟(jì)原因，因?yàn)橐恍┬〉膸捒赡軙?huì)更加復(fù)雜，應(yīng)用在一些可調(diào)的本地振蕩器 中的昂貴的模擬單元中。 在進(jìn)一步的研究中對(duì)于未來(lái)的接收機(jī)必須找到一個(gè)經(jīng)濟(jì) 有效和技術(shù)可行的帶寬。 結(jié)論 使用標(biāo)準(zhǔn)的結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)一個(gè)高頻帶的接收機(jī)我們獲得了滿意的結(jié)果。核