1、并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行環(huán)流分析與控制The analysis and control of circulating current for direct parallel grid-connected inverters上海大學(xué) 楊勇，阮毅，湯燕燕，葉斌英 Email: yangy1981摘要： 并網(wǎng)逆變器直接并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，可使系統(tǒng)體積減少、成本降低。但并網(wǎng)逆變器直接并聯(lián)時(shí)會(huì)產(chǎn)生環(huán)流。為此，詳細(xì)分析了并網(wǎng)逆變器直接并聯(lián)運(yùn)行時(shí)環(huán)流產(chǎn)生的機(jī)理，建立了并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的狀態(tài)平均模型。在這模型的基礎(chǔ)上，分析并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)的相互影響；分析了并網(wǎng)逆變器采用間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）算法時(shí)

2、零矢量對(duì)環(huán)流的影響。通過(guò)控制SVPWM算法中不同零矢量在每一個(gè)PWM周期的作用時(shí)間來(lái)抑制環(huán)流。對(duì)并網(wǎng)逆變器在不同情況下的并聯(lián)運(yùn)行進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：該控制策略能有效的抑制環(huán)流，從而驗(yàn)證該控制策略的可行性和正確性。 ABSTRACT: It is desirable to have a directly connected structure for grid-connected inverter because of compact size and low cost. The circulating current will be generated when grid-connect

3、ed inverters are in direct parallel operation. So the mechanism of circulating current is analysed in detail for grid-connected inverters in direct parallel operation and the state average model of the parallel grid-connected inverters is constructed in rotating coordinates. Based on this model, int

4、eraction between the parallel grid-connected inverters is analyzed and the influence on circulating current when it is adopted zero vector with space vector pulse width modulation(SVPWM) is also analysed. The circulating current can be effectively inhibited by controlling the operation time for diff

5、erent zero vectors in each PWM cycle. The parellel grid-connected inverters are tested under different circumstance. The experimental results show that the control strategy can effectively inhibite circulating current, so the feasibility and correctness for the control strategy is verified.關(guān)鍵詞：并網(wǎng)逆變器

6、；直接并聯(lián)；環(huán)流；平均模型KEY WORDS: grid-connected inverter; direct parallel operation ; circulating current; average model1引言常規(guī)能源（煤、石油等）不僅資源有限，而且造成了嚴(yán)重的環(huán)境污染。因此，可再生能源（如風(fēng)能、太陽(yáng)能等）受到了廣泛的關(guān)注1-2。并網(wǎng)逆變器作為可再生能源和電網(wǎng)很重要的連接部分，其性能影響整個(gè)系統(tǒng)。隨著系統(tǒng)的容量增大，單個(gè)逆變器的容量已經(jīng)不能滿足要求。采用更高容量的功率器件價(jià)格成本太高， 為了提高系統(tǒng)的功率、可靠性和效率，逆變器可以并聯(lián)運(yùn)行。可是，當(dāng)并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，由于并

7、聯(lián)運(yùn)行的并網(wǎng)逆變器連接到同一個(gè)直流母線和同樣的負(fù)載，電流會(huì)在并聯(lián)的并網(wǎng)逆變器之間流動(dòng)，從而產(chǎn)生環(huán)流。這種電流導(dǎo)致輸出電流畸變，同時(shí)使負(fù)載不平衡，從而損害整個(gè)系統(tǒng)的性能3-5。為抵制環(huán)流的產(chǎn)生，傳統(tǒng)的方法多采用阻斷環(huán)流的通路的方法，即采用各并網(wǎng)逆變器的直流母線電壓分開(kāi)或者各并網(wǎng)逆變器交流側(cè)加隔離變壓器等方法。但這種方法使系統(tǒng)的體積增大且成本提高。為了減少并聯(lián)運(yùn)行逆變器的體積和降低成本，文獻(xiàn)6和文獻(xiàn)7提出使用相間阻抗來(lái)提供高零序分量阻抗，但這相間阻抗在中、高頻時(shí)阻抗比較大，而在低頻時(shí)阻抗比較小，因此該方法無(wú)流抑制低頻環(huán)流。文獻(xiàn)8和文獻(xiàn)9提出在dq坐標(biāo)系下，采用非線性控制來(lái)抵制環(huán)流，但這種控制算法比

8、較復(fù)雜。本文首先分析了兩套并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí) 環(huán)流產(chǎn)生的原因以及通路。建立并網(wǎng)逆變器并聯(lián)時(shí)的狀態(tài)平均模型，通過(guò)控制空間矢量調(diào)制（SVPWM）算法中不同零矢量在每一個(gè)PWM周期的作用時(shí)間來(lái)抑制環(huán)流。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：該控制策略能有效的抑制環(huán)流，從而驗(yàn)證該控制策略的可行性和正確性。2 環(huán)流產(chǎn)生的機(jī)理如圖1所示，并聯(lián)的并網(wǎng)逆變器直流側(cè)和交流側(cè)直接連接。由于并聯(lián)的并網(wǎng)逆變器PWM脈沖不可能完全一樣，并網(wǎng)逆變器1的電流可能在并網(wǎng)逆變器2的部分通路上流，同樣，并網(wǎng)逆變器2的電流可能在并網(wǎng)逆變器1部分通路上流。這些回路的電流，同時(shí)在兩套并網(wǎng)逆變器上流通，叫做環(huán)流。環(huán)流會(huì)使輸出電流不平衡，電流發(fā)生畸變，使并網(wǎng)逆

9、變器的性能變差。vo圖1 并聯(lián)的并網(wǎng)逆變器下面分析A、B之間的電流回路：假定A1、A2的上橋臂和B1和B2的下橋臂導(dǎo)通，其等效電路如圖2所示。其電流回路為：圖2 A、B相之間的電流回路Fig.2 Current loops between A phase and B phase回路1： P-A1-A-O-B-B1-N-P 回路2： P-A1-A-O-B-B2-N-P 回路3： P-A2-A-O-B-B1-N-P 回路4： P-A2-A-O-B-B2-N-P對(duì)于回路1和4，電流只在自身的逆變器里流，而對(duì)于回路3和回路4，電流在兩套逆變器里流，從而促使環(huán)流的形成。 對(duì)于回路5，定義為： 回路5：P

10、-A1-A-A2-P對(duì)于回路5，電流回路不經(jīng)過(guò)電壓源（電網(wǎng)）。 如果上、下兩套并網(wǎng)逆變器PWM不完全同步，則有以下回路：回路6：P-A1-A-A2-N-P回路7：P-A2-A-A1-N-P同樣，對(duì)于B相與C相之間、A相和C相之間都存在類似的電流回路。3 并網(wǎng)逆變器的狀態(tài)平均模型并網(wǎng)逆變器中一個(gè)橋臂如圖3所示。該橋臂由兩個(gè)開(kāi)關(guān)單元組成。該電路相當(dāng)于一側(cè)為電壓源，另一側(cè)為電源流。為了防止電壓源短路，兩個(gè)開(kāi)關(guān)單元不能同時(shí)導(dǎo)通。即：Sp+SN=1 （1） 一相的PWM波形圖4所示，其中T為PWM開(kāi)關(guān)周期，d為上橋臂導(dǎo)通時(shí)間的占空比。則相應(yīng)的電壓和電流波形如圖4所示。vdc圖3 并網(wǎng)逆變器的一個(gè)橋臂Fi

11、g.3 One leg of grid-connected inverterSSvvipi圖4 一個(gè)橋臂的PWM及相應(yīng)的電壓和電流波形通過(guò)上面的波形，則電壓和電流的平均值可得：v=dvdc （2） ip=d i （3）則一個(gè)橋臂的平均模型如圖5所示。v圖5 一個(gè)橋臂的平均模型 Fig.5 Average model of one leg則三相并網(wǎng)逆變器的平均等效模型如圖6所示。vov圖6 并網(wǎng)逆變器的平均模型Fig.6 Average model of grid-connected inverter根據(jù)并網(wǎng)逆變器的平均模型，則可得： ip=da ia+db ib+dc ic （4） in=ia

12、+ib+icip=izip （5）忽略電阻，并網(wǎng)逆變器的電壓平衡方程為：dia1da1ea1vodtib=dbvdcebvo（6）icLdcLeLcv0其中da、db、dc為并網(wǎng)逆變器A、B和C相上橋臂導(dǎo)通在一個(gè)PWM周期的占空比；ia、ib、ic為并網(wǎng)逆變器輸出電流；ea、eb、ec為電網(wǎng)電壓；L為濾波電感。為了把交流分量轉(zhuǎn)換成直流分量以便線性控制，把并網(wǎng)逆變器的電壓方程從靜止坐標(biāo)系變換到旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系。變換矩陣如下：cos(t)cos(t2/3)cos(t+Tcon=2/3)sin(t)sin(t2/3)sin(t+2/3) （7）其中為電網(wǎng)的角頻率。使用式（8），靜止坐標(biāo)系的變量Xabc可變

13、換到旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的變量Xdqz，Xdqz=TconXabc （8）則單套并網(wǎng)逆變器在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的平均模型為：diddded0dti1qdv1e1q0=iLqdcLLzdzvz3vo00i （9） d0000 iq0iz其中：idii=Taiedeaqcon bTcon；e eq=bi；zicezecddddaq=Tcon db dzdcez=ea+eb+ec；dz=da+db+dc從圖6看出，對(duì)于單套并網(wǎng)逆變器來(lái)說(shuō)，由于不存在環(huán)流回路，零序分量電流iz為零。而對(duì)于兩套并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，則環(huán)流通路存在，如圖7所示。vov 圖7 并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)在靜止坐標(biāo)系下平均模型根據(jù)并網(wǎng)逆變器的電壓

14、平衡方程，則并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)在dq坐標(biāo)系下的電壓方程為：did1dd1ed00dtiq1=1dv1e10id1000 i Lq1dcqi1dL1L1q1z1z1vz3vo000iz1（10）id2dd2ed000id2d111dtiq2=iLdq2vdceq000 i2L2Lq2z2dz2v2z3vo000iz2（11）又由于iz=iz1=iz2 （12）則 diz(dz1dz2)vdcdzvdcdt=L= 1+L2L1+L2（13） 則并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)其零序分量動(dòng)態(tài)模型如圖8所示：L1+L2dz 圖8 并聯(lián)運(yùn)行時(shí)零序分量的動(dòng)態(tài)模型4 并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)環(huán)流控制對(duì)于并網(wǎng)逆變器，通常采

15、用電壓、電流雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)和空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）方法，由于空間矢量脈寬調(diào)制過(guò)程中，零矢量作用時(shí)會(huì)使三相輸出短路，對(duì)于單個(gè)并網(wǎng)逆變器而言，不存零序分量的環(huán)流。但在并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，零矢量作用會(huì)在各并網(wǎng)逆變器中形成環(huán)流。采用空間矢量脈寬調(diào)制時(shí)，零矢量的分配不會(huì)影響控制目標(biāo)，但會(huì)影響并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)零序分量，通過(guò)控制零矢量作用時(shí)間分配來(lái)控制并聯(lián)運(yùn)行時(shí)的環(huán)流。圖9為采用SVPWM在一個(gè)扇區(qū)的PWM調(diào)制方式，假定并網(wǎng)逆變器上橋臂全通的作用時(shí)間為kT，則dz=da+db+dc=(0.5d1+0.5d2+0.5k)*2+(0.5d 2+0.5k)*2+k=d1+2d2+3k（14）如果兩套

16、并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，如果各并網(wǎng)逆期期望的合成矢量一樣，即認(rèn)為占空比d1、d2一樣。則dz=(d1+2d2+3k1)(d1+2d2+3k2)=k1k2 （15）SaSbSc圖9 占空比與PWM調(diào)制的關(guān)系Fig.9 The relationship between duty cycle and pwm modulation其中k1、k2為各并網(wǎng)逆變器在一個(gè)PWM周期中上橋臂全通的占空比。通過(guò)控制k1k2來(lái)控制環(huán)流。并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)環(huán)流控制結(jié)構(gòu)如圖9所示。并網(wǎng)逆變器采用電網(wǎng)電壓定向的矢量控制，將電網(wǎng)電壓的合成矢量定在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸上。這樣實(shí)現(xiàn)了d、q軸電流解耦控制，使d軸電流控制有功功率

17、，q軸電流控制無(wú)功功率10-12。5 實(shí)驗(yàn)為了驗(yàn)證該控制策略的可行性，研制了基于英飛凌公司DSP芯片(XC167CI)的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。對(duì)不同條件下的環(huán)流進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)。條件1：兩套并網(wǎng)逆變器的PWM周期不一樣，此時(shí)的實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表1。為了實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)為1的逆變，上套并網(wǎng)逆變器的d、q軸電流給定為：id1=6，iq1=0；下套并網(wǎng)逆變器的d、q軸電流給定為：id2=6，iq2=0。電流的給定通過(guò)CAN通訊，由上位機(jī)給定。圖11為在條件1下上、下兩套并網(wǎng)逆變器單獨(dú)運(yùn)行時(shí)A相電流實(shí)驗(yàn)波形；圖12為在條件1下兩套并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)A相電流實(shí)驗(yàn)波形，其中(a)沒(méi)加環(huán)流控制；(b)加了環(huán)流控制；表1 條件1下

18、實(shí)驗(yàn)參數(shù)直流母線電壓Udc=300V e電網(wǎng)電壓相電壓有效值 =100V交流側(cè)濾波電感L=0.02H電網(wǎng)基波角頻率=2f=314rad/s上套逆變器的PWM開(kāi)關(guān)周期T=150s 下套逆變器的PWM開(kāi)關(guān)周期T=100s條件 2 ：兩套并網(wǎng)逆變的濾波參數(shù)不一樣，此時(shí)的實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表2。并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)A相電流實(shí)驗(yàn)波形，其中(a)沒(méi)加環(huán)流控制；(b)加了環(huán)流控制；vo表3 條件3下實(shí)驗(yàn)參數(shù)圖10并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)環(huán)流控制結(jié)構(gòu)為了實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)為1的逆變，上套并網(wǎng)逆變器的d、q軸電流給定為：id1=7，iq1=0；下套并網(wǎng)逆變器的d、q軸電流給定為：id2=7，iq2=0。圖13為在條件2下上、

19、下兩套并網(wǎng)逆變器單獨(dú)運(yùn)行時(shí)A相電流實(shí)驗(yàn)波形；圖14為在條件2下兩套并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)A相電流實(shí)驗(yàn)波形，其中(a)沒(méi)加環(huán)流控制；(b)加了環(huán)流控制；表2 條件2下實(shí)驗(yàn)參數(shù)直流母線電壓 Udc=300V電網(wǎng)電壓相電壓有效值 e=100V上套并網(wǎng)逆變器的濾波電感 L=0.021H 下套并網(wǎng)逆變器的濾波電感L=0.02H電網(wǎng)基波角頻率=2f=314rad/s上套逆變器的PWM開(kāi)關(guān)周期 T=100s 下套逆變器的PWM開(kāi)關(guān)周期T=100s條件3：兩套并網(wǎng)逆變的電流給定不一樣，此時(shí)的實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表3。為了實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)為1的逆變，上套并網(wǎng)逆變器的d、q軸電流給定為：id1=8，iq1=0；下套并網(wǎng)逆變器

20、的d、q軸電流給定為：id2=6，iq2=0。圖15為在條件3下兩套直流母線電壓 Udc=300V電網(wǎng)電壓相電壓有效值e=100V上套并網(wǎng)逆變器的濾波電感L=0.02H 下套并網(wǎng)逆變器的濾波電感L=0.02H電網(wǎng)基波角頻率=2f=314rad/s上套逆變器的PWM開(kāi)關(guān)周期T=100s下套逆變器的PWM開(kāi)關(guān)周期T=100s(a)(b)圖11 條件1下并網(wǎng)逆變器單獨(dú)運(yùn)行時(shí)A相電流(6A/格)實(shí)驗(yàn)波形 (a)上套并網(wǎng)逆變器；(b)下套并網(wǎng)逆變器(a)1(b)圖12 并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)A相電流(6A/格)實(shí)驗(yàn)波形(a)沒(méi)加環(huán)流控制；(b) 加了環(huán)流控制(a)(b)圖13 條件2下并網(wǎng)逆變器單獨(dú)運(yùn)行時(shí)

21、A相電流(6A/格)實(shí)驗(yàn)波形 (a)上套并網(wǎng)逆變器；(b)下套并網(wǎng)逆變器2(a)1(b)圖14條件2并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)A相電流(6A/格)實(shí)驗(yàn)波形 (a) 沒(méi)加環(huán)流控制；(b) 加了環(huán)流控制a1(a)(b)圖15條件3并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)A相電流(6A/格)實(shí)驗(yàn)波形 (a) 沒(méi)加環(huán)流控制；(b) 加了環(huán)流控制從圖11和圖13看出：當(dāng)并網(wǎng)逆變器獨(dú)立運(yùn)行時(shí)，并網(wǎng)逆變器輸出電流波形很正弦。從圖12的實(shí)驗(yàn)波形比較看出：當(dāng)上、下并網(wǎng)逆變器的PWM周期不一樣時(shí)，上、下并網(wǎng)逆變器輸出電流發(fā)生畸變，電流的畸變由環(huán)流引起的。加了環(huán)流控制后，上、下并網(wǎng)逆變器輸出電流波形有所改善。從圖14的實(shí)驗(yàn)波形比較看出：當(dāng)上

22、、下并網(wǎng)逆變器的濾波參數(shù)不一樣時(shí)，加了環(huán)流控制電流波形質(zhì)量有所提高。從圖15的實(shí)驗(yàn)波形看出：當(dāng)給定電流不同時(shí)，并網(wǎng)逆變器輸出電流波明形發(fā)生了明顯的畸變，加環(huán)流控制之后效果不佳，并網(wǎng)逆變器輸出電流仍發(fā)生很大的畸變。6 結(jié)論本文分析了并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)電流環(huán)流回路，建立并網(wǎng)逆變器并聯(lián)時(shí)的狀態(tài)平均模型，通過(guò)控制空間矢量調(diào)制（SVPWM）算法中不同零矢量在每一個(gè)PWM周期的作用時(shí)間來(lái)抑制環(huán)流。當(dāng)并網(wǎng)逆變器的開(kāi)關(guān)頻率不一樣或者濾波電感不一樣，采用這種方法環(huán)流可以有效的控制。但給定不一樣時(shí)，并網(wǎng)逆變器輸出電波發(fā)生很大的畸變，采用該方法對(duì)環(huán)流的抑制效果有限；如何來(lái)抵制這中情況下的環(huán)流，有待進(jìn)一步的研究。參

23、 考 文 獻(xiàn)1 Tapia A, Tapia G, Ostolaza J X, Saenz J R. Modeling and control of a wind turbine driven doubly fed induction generatorJ. IEEE Transactions on Energy Conversion, 2003,18(2);194-204.2 Carrasco J M, Franquelo L G, Bialasiewicz J T, et al. Power - electronic systems for the grid integration of

24、renewable energy sources : a surveyJ . IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2006, 53( 4) : 1002- 1016.3 Ching-Tsai Pan, Yi-Hung Liao. Modeling and Coordinate Control of Circulating Currents in Parallel Three-Phase Boost RectifiersJ . IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2007, 54( 7)

25、: 825- 838.4 Zhihong Ye, Boroyevich D,Jae-Young Choi, Lee, et al. Control of circulating current in two parallel three-phase boost rectifiersJ. IEEE Transactions on Power Electronics, 2002,17(5): 609615.5 Xing K, Lee F C, Boroyevich D, et al. Interleaved PWMwith discontinuous space-vector modulation

26、J. IEEE Transactions on Power Electronics, 1999,14(5): 906917. 6 Sato Y, Kataoka T. Simplified control strategy to improveAc-input current waveform of parallel-connected current-type PWM rectifiersJ Proc. Inst. Electr. Eng, 1995,142(4):246-254.7 Matsui K, Murai Y, Watanabe M, et al. A pulsewidth-modulated inverter with parallel-connected transistors using current-sharing reactorsJ. IEEE Transactions on Industrial Electronics,1993,8(2):186-191. 8 Mazumder S K. A novel discrete control strategy for independent stabilization of parallel three-phase boost