1、TD-SCDMA 系統中16QAM 調制與解調在定點DSP    摘 要：TD-SCDMA 系統為了提高數據傳輸速率，在HSPA 階段引入了16QAM 調制方式。本文講述了16QAM 調制與解調在定點DSP 中的實現方法，該方法快速、準確，已應用于工程實踐，得到了驗證。TD-SCDMA 系統的物理層大多在DSPs 中實現，本文所述方法有助于TD-SCDMA 系統的發展。關鍵詞：TD-SCDMA；16QAM；定點DSP中圖分類號：TN911.31. 引言TD-SCDMA 系統為了滿足用戶日益增長的對多種數據業務的需求，為了更好地與其他無線技術的數據業務競爭

2、，引入了HSDPA 和HSUPA 技術。這兩種技術都采用了高階調制，即16QAM 調制1。16QAM 調制可有效提高數據傳輸速率，將TD-SCDMA 系統的下行速率提高至2.8Mbps，上行速率提高至2.2Mbps。作者對16QAM 調制與解調的方法進行了研究，并基于TI 公司的TMS320C6416 DSP芯片進行了實現，此方法已應用于實際產品中，得到了驗證。2. 16QAM 調制16QAM 調制過程分為數據比特映射和信號幅度控制兩個部分，本節主要介紹定點DSP中的實現方法。2.1. 數據比特映射16QAM 調制時，4 個連續的二進制比特映射成一個復數符號，映射規則如表2-12。可以看出，復

3、數符號的實部和虛部一般是無理小數。為了在定點DSP C6416 上快速實現16QAM 符號映射，將表2-1 中的復數符號都乘以5 ，則映射規則變為表2-2。按照表2-2 映射后符號的實部與虛部都為整數，但符號能量也變為原來的5 倍，即不是歸一化的符號。按照表2-2 規則，完成16QAM 符號映射。-2-表2-1 標準16QAM 星座符號映射規則二進制比特 復數符號 二進制比特 復數符號000015j 10001500011 25 5 + j 10012 15 5 + j00101 25 5+ j 10102 15 5 j001135j 1011350100 15110015 j01012 15

4、 5 j 11011 25 5 j01102 15 5+ j 11101 25 5 j011135111135 j表2-2 本文16QAM 星座符號映射規則二進制比特 復數符號 二進制比特 復數符號0000 j 1000 10001 1+2j 1001 2 + j0010 1+2j 1010 2 j0011 3 j 1011 30100 1 1100 j0101 2 j 1101 12j0110 2 + j 1110 12j0111 3 1111 3 j2.2. 信號幅度控制基帶控制信號功率的原理如下：基帶發送幅度為A= I2+Q2的信號，實際發送功率相對射頻工作功率偏移為0dB ，該過程通過

5、校準實現。基帶通過控制信號幅度實現實際發送功率的變化。其中，I 為基帶符號實部幅度，Q 為基帶符號虛部幅度。例如，當前射頻工作功率為40dBm ，如果需要發送43dBm 的信號，則基帶信號幅度應當為'2A = A 。由于16QAM 映射過程中將幅度變為原來的5 倍，此處需要補償回來。如需發送相對射頻工作功率3dB 的信號，則經過16QAM 映射的符號需要乘以2 5A×。該過程的實現方法如下：-3-通過查表法得到2 和5 ，進而得到取整后的'2 5A A = × ，再將16QAM 映射后的符號逐個乘以A' ，最終得到攜帶目標功率信息的基帶信號。2.3.

6、 仿真分析利用Matlab 仿真標準16QAM 星座圖和本文方法生成的16QAM 星座圖。假設上節中的A = 30 ，發送信號功率偏移為0dB ，對比結果如圖2-1。圖2-1 A=30 的16QAM 星座對比圖假設A = 5000 ，發送信號功率偏移為0dB ，對比結果如圖2-2。可以看出，當A 較小時，本文方法生成的16QAM 與標準16QAM 存在較大誤差。但只要A 足夠大，按照本文方法形成的基帶信號與標準16QAM 信號相差無幾，滿足質量要求。-4-圖2-2 A=5000 的16QAM 星座對比圖3. 16QAM 解調16QAM 解調分為相位旋轉、計算信號平均幅度和符號判決三個過程，本節

7、將介紹在定點DSP 中的實現方法。3.1. 相位旋轉接收到16QAM 調制信號后，首先需要進行頻偏糾正和相偏糾正，得到信號的星座圖如圖3-1。可見，有大量在坐標軸上的符號點，不利于符號判決。為了判決準確，將已得到的信號逆時針旋轉4，進而得到圖3-2 所示的星座圖信號。旋轉后的16QAM 信號星座點遠離坐標軸，有利于符號判決。可見，通過I、Q 符號的正負可方便判決當前符號所在的象限，但無法判定是當前象限中的哪一個點。為了區分一個象限中的四個點，首先需要得到圖3-2 中的E1、E2、E3、E4 四個點。可通過計算信號的平均功率得到E1、E2、E3、E4 四點，3.2 節將介紹如何求得這四個點。-5

8、-圖3-1 標準16QAM 星座圖圖3-2 旋轉后的16QAM 星座圖3.2. 計算信號平均幅度如果通過計算16QAM 調制信號的平均功率得到E 點，則E 點的位置與16QAM 各個星座點出現的概率有密切關系。假設當前信號只存在0000、0100、1000、1100 四個點，則得到的E 點與當前信號點重合，判決結果也會出錯。計算信號平均功率即是計算一個Burst 的平均功率，TD-SCDMA 中一個Burst 由數據域和訓練序列兩部分組成3，可通過計算Burst-6-中訓練序列平均功率得到信號平均功率。假設接收到的訓練序列符號為0 0 mi +jmq ,mi1+jmq1,.,mi143 +jm

9、q143 ， i q E =E+jE ，則1432 20( )144ik qkki qm mL E E =+= = =（1）得到E1、E2、E3、E4 分別為L + jL 、L + jL 、L jL 、L jL ， L 即是符號判決時用到的重要參數。3.3. 符號判決根據圖3-2 可以看出，Y 軸正半軸兩個象限符號的第一個比特都為0，Y 軸負半軸兩個象限符號的第一個比特都為1， X 軸正半軸兩個象限符號的第二個比特都為1， X 軸負半軸兩個象限符號的第二個比特都為0。假設當前需要判決的符號為I + jQ ，Q<L則第三個比特為0，反之為1。I < L 則第四個比特為0，反之為1。據

10、此，總結出判決公式如下：假設需要判決的符號為I + jQ ， L 為3.2 節計算出的結果，判決后的四個二進制比特為0 1 2 3 b bb b ，則0 b =Q< 0 ， 1 b =I> 0 ， 2b =Q>L， 3b =I >L （2）對一串符號的判決過程需要反復進行符號判決操作，按照公式（2）進行符號判決，不使用ifelse 或switchcase，可有效利用DSPs 流水機制4，提高解調速度。3.4. 仿真分析TD-SCDMA 系統中一個Burst 長675 s ，其中數據域由704 chips 組成，訓練序列長度為144chips。對于擴頻因子為16 的情況，

11、一個Burst 有44 個符號。基于TMS320C6416 DSPs實現本文所述的16QAM 解調算法，消耗時鐘如表3-1。表3-1 16QAM 時鐘消耗符號長度 消耗時鐘 速率44 符號 610 13.86 時鐘/符號C6416 DSPs 為720MHz，675 s 可處理486000 時鐘，則利用本文中的16QAM 解調算法，處理44 符號解調，耗時占處理能力的0.126%。4. 結論本文講述了TD-SCDMA 系統中16QAM 調制與解調在定點DSP 中的實現方法，本方法可在DSP 芯片中高效運行，且精度符合要求。-7-參考文獻1 謝顯中TD-SCDMA 第三代移動通信系統技術與實現M北

12、京：電子工業出版社，20042 3GPP 25.223，Spreading and modulation（TDD）S3 3GPP 25.221，Physical channels and mapping of transport channels onto physical channels（TDD）S4 李方慧，王飛，何佩琨等TMS320C6000 系列DSPs 原理與應用（第2 版）M北京：電子工業出版社，2003The Implementation of Modulation and Demodulation of16QAM in TD-SCDMA in Fixed-point DSPC

13、hi Shuai, Ling FengSchool of Information and Communication Engineering, Beijing University of Posts andTelecommunications, Beijing (100876)AbstractTo increase the throughput of TD-SCDMA, a new modulation scheme 16QAM has been introduced inHSPA. This essay represents the implementation of modulation and demodulation of 16QAM infixedpoint DSP. The algorithm introduced in this essay is efficient and accurate. It has already beentested and verif