1、濾波拓撲概況 用于D類功率放大器的濾波器拓撲共有三種：(1) FB-C，鐵氧體磁珠和電容；(2) LC，電感和電容；以及(3) “無濾波器”。某個特定設計應該選擇哪種濾波技術，取決于應用的揚聲器電纜長度和PCB布局。下面是這三種濾波器拓撲的優缺點： FB-C濾波如果揚聲器電纜長度適中，FB-C濾波足以滿足EMI限制。與LC濾波相比，FB-C濾波方案更為精簡，成本效益更高。但是，由于只能在頻率大于10MHz的情況下生效，FB-C濾波的應用范圍受到很大的限制。而且，在頻率低于10MHz的情況下，如果揚聲器電纜走線不合理，也會導致傳導輻射超標。 LC濾波相比之下，LC濾波可以在頻率大約為30kHz的

2、情況下即開始起到抑制作用。當某設計中所用的電纜線較長，而PCB布局又不是很好時，LC濾波無疑是一個“保險的”選擇。但是，LC濾波需要昂貴而龐大的外部元件，這顯然不適合便攜式設備。而且，當頻率大于30MHz，主電感會自諧振，還會需要額外的元件來抑制電磁干擾。 “無濾波器”濾波“無濾波器”放大器拓撲是最具成本效益的方案，因為它省去了額外的濾波元件。采用較短的雙絞線揚聲器電纜時，D類放大器完全可以滿足電磁兼容性標準。但是，和FB-C濾波一樣，如果揚聲器電纜走線不合理，可能出現傳導輻射超標。還需注意，Maxim的D類放大器也可以實現“無濾波”工作，只要在放大器的開關頻率下揚聲器是感性負載。在輸出電壓進

3、行轉換時，轉換頻率下的大電感值可使過載電流保持相對恒定。 D類提高音頻放大器的效率德州儀器公司 Mike Score引言 盡管D 類放大器推出已經有一段時間了，但許多人仍不理解D 類放大器工作的基本原理，也不明白其為什么會提供更高效率。本文將解釋脈寬調制 (PWM) 信號是如何創建的，以及說明您聽到的是音頻頻率而非PWM波形的開關頻率。本文將詳細說明輸出PWM波形為什么比輸出線性波形效率高很多，還將說明為什么某些D類放大器要求LC過濾器，而某些則不需要。 D 類輸出信號 (PWM) 如何包含音頻信號？ TPA3001D1結構圖（見圖1）有助于解釋PWM信號是如何形成的。首先，模擬輸入D 類采用

4、前置放大器獲得輸入音頻信號，并確保差動信號。隨后，積分器級 (integrator stage) 可低通過濾音頻信號以實現抗失真與穩定性。音頻信號而后與三角波相比較，以創建脈寬調制 (PWM)信號。門驅動電路系統采用 PWM 驅動輸出FET，其將在輸出端創建高電流PWM信號。 推薦精選圖1：TPA3001D1結構圖圖2顯示了典型的PWM信號是如何從圖1中的比較器功能塊形成的。可將音頻輸入與250-kHz的三角波相比較。當音頻輸入電壓大于250-kHz三角波電壓時，非反相比較器輸出狀態為高，而當250-kHz三角波大于音頻信號時，非反相比較器輸出狀態為低。非反相比較器輸出為高時，反相比較器輸出為

5、低；而當非反相比較器輸出為低時，反相比較器輸出為高。平均 PWM非反相輸出電壓VOUT+(avg) 為忙閑度乘以電源電壓，此外D表示忙閑度，或"開啟"時間t(on) 除以總周期 T。 VOUT+(avg) = D * Vcc (1) D = t(on) / T (2) 反相輸出的忙閑度VOUT- 與VOUT+為1。如輸入只有一半，則VOUT- 與VOUT+1的忙閑度為0.5。 VOUT-(avg) = (1-D) * Vcc (3) 圖2：比較器的輸入與典型D 類放大器的PWM輸出TPA3001D1與TPA3002D2均采用 TPA2005D1中無過濾器的調制方案。利用這種

6、調制方案，正輸出VOUT+ 與典型D 類PWM 相同，但負輸出VOUT- 并不完全與 VOUT+ 相反。在這種情況下，就有兩個比較器，并且正積分器輸出與三角波相比較可創建 VOUT+ 的 PWM，而積分器的負輸出則與三角波相比較則可創建VOUT- 的 PWM。圖3顯示了用于無過濾器調制方案的比較器輸入與PWM輸出，這里我們假定音頻信號為dc電壓，因為音頻信號的頻率比250 kHz的三角波低很多。圖3還顯示了差動輸出電壓。 推薦精選圖3：TPA3001D1 與 TPA3002D2 輸入輸出與PWM圖4顯示了帶有20 kHz 音頻輸入信號的TPA3001D1 PWM輸出。請注意忙閑度是怎樣隨輸入電

7、壓增加而增加的。 圖4：顯示輸入信號、輸出前過濾器以及輸出后過濾器的（正弦波與PWM）作用域圖示PWM波形中的音頻信號在頻域中要容易發現得多。PWM信號由輸入頻率、開關頻率以及開關頻率加邊頻帶的諧波構成。圖5顯示了振幅對輸入的頻率、PWM輸出以及經過濾的輸出。圖5還顯示了音頻信號如何從PWM中通過低通過濾提取出來。已過濾的輸出具備1 kHz正弦波頻率組件，任何作為失真出現于音頻帶中的1 kHz諧波，以及任何從開關頻率中遺留的紋波電壓。揚聲器不能復制開關頻率及其諧波，即便揚聲器可以復制，耳朵也聽不到。如果將經過濾與未過濾的PWM信號都直接發送給揚聲器的話，聽者不會發現圖5中二者間的差別。 推薦精

8、選圖5：顯示輸入信號、輸出前過濾器以及輸出后過濾器的幅度與頻率相位推薦精選D 類放大器的效率如何？如何計算效率？ 線性放大器可為所需的輸出電壓提供定量的電流。在橋接式負載 (BTL) AB 類放大器中，電源電流與輸出電流相等。D類放大器是一套采樣系統，可在給定周期向負載提供定量功率。D 類放大器輸出脈寬調制 (PWM) 信號，并使用去藕電容器與輸出過濾電感器 (filter inductor) 或揚聲器電感（對于無過濾器調制而言）作為能量存儲元素，從而能從電源向負載提供定量的功率。PWM信號在電源軌之間進行輸出電壓切換，從而在輸出晶體管上實現極低的壓降。與此相對，AB 類輸出 FET 將大多數

9、時間花在電源軌的活動區域，從而導致大量的功耗并進而使效率低下。 理想的D 類放大器效率為100%，因為其目的是從電源向負載提供相同量的功率。D 類放大器理想的MOSFET應為，在"開啟"rDS(on) 狀態的漏極到源極電阻應為零，在"關閉"-rDS(off)狀態的漏極到源極電阻應為無限大。不幸的是，所有的MOSFET其rDS(on) 狀態下都不為零，而rDS(off) 狀態下電阻都是有限的。rDS(on) 與 rDS(off) 產生的功率損耗稱作傳導損耗。由rDS(on)、rDS(off) 與輸出負載或揚聲器 RL形成分壓器。rDS(off) 的值足夠大

10、，因此在計算效率時可忽略。 方程式5給出了計算效率的方程式，即輸出功率與供應功率之比。過濾電感器或揚聲器電感（對于無過濾器調制而言）能保持高頻率切換電流較低，這樣此處獲得的電流就是音頻帶中的電流。在下面部分討論靜電損耗時，我們將考慮到切換電流損耗。通過rDS(on) 的電流等于通過負載的電流，這導致輸出功率與方程式5不相符，也就使傳導損耗影響的效率與輸出功率無關。方程式7顯示了傳導損耗影響的效率。 Efficiency = POUT / PSUP (5) Efficiency (CONDUCTION) = iL2 * RL / iL2 * (2rDS(on) + RL) (6) Efficie

11、ncy (CONDUCTION) = RL / (2rDS(on) + RL) (7) 方程式7可用作計算rDS(on) 對效率影響的第一位近似值。對rDS(on) 為0.1 ohm而負載電阻RL為4 ohm而言，效率為95%。如果rDS(on)上升為0.3 ohm，則效率降至87%。 放大器的偏置電流、閘電荷 (gate charge) 以及切換電流都會消耗功率。為了計算兩種或更多損耗影響下的效率，方程式5中的PSUP應就輸出功率與消耗功率進行分解。 Efficiency = POUT / PSUP = POUT / (POUT + PD1 + PD2 + PD3 .) (9) 放大器的偏流

12、、閘電荷以及切換電流損耗可視作獨立于輸出功率，因為傳導損耗在輸出功率最大時占主導地位，可算入靜電損耗 PQ。靜電損耗計算方法如下：器件工作狀態下無輸入信號時（帶有生產中將使用的過濾器與負載）的電源電流乘以電源電壓。 PQ = IDD(q) * VCC (10) 為了使用效率方程式 (9)，傳導損耗中的功耗必須從方程式7中得出。解方程式7與9得出傳導損耗中消耗的功率 PD(CONDUCTION)。方程式12顯示了結果。 Efficiency (CONDUCTION) = RL / (2rDS(on) + RL) = POUT / (POUT + PD(CONDUCTION) (11) PD (C

13、ONDUCTION) = POUT * 2rDS(on) / RL (12) 將方程式10與12中的消耗損耗插入方程式9，計算D 類效率如下： Efficiency = POUT / POUT + (POUT * 2rDS(on) / RL) + PQ (13) 靜電損耗在低輸出功率電平上占主導地位，而傳導損耗在高功率電平上占主導地位。 D 類放大器比AB 類放大器的效率高得多。更高功率意味著消耗的功率更低，這使我們采用12V的D 類放大器時不必使用散熱片，而與之相當的AB 類放大器則離不開散熱片。在輸出功率為10W的情況下，TPA3002D2為4 ohm時消耗功率僅為3.7 W，而與其相當的

14、AB 類放大器的功耗則高達14 W！ 為什么某些D 類放大器要求過濾器，而其它的則不然？ 無過濾器調制方案的開發大大減少乃至去除了輸出過濾器的需求。無過濾器調制方案可最小化開關電流，這使我們可采用損耗很大的電感器甚至揚聲器來代替LC過濾器作為存儲元素，并仍然可確保放大器的高效率。 傳統的D 類調制方案就其差動輸出而言，每個輸出都有180度的相位差，并從接地到電源電壓VCC發生改變。因此，差動預過濾 (pre-filtered) 輸出在正負VCC之間變化，而已過濾的50% 忙閑度在負載中電壓為零。請注意，盡管整個負載平均電壓為零（50% 的忙閑度），輸出電流峰值仍很高，這會導致過濾器損耗，并增加

15、了電源電流。傳統的調制方案需要LC過濾器，這樣較高的切換電流可在LC過濾器中再循環，而不會被揚聲器消耗掉。 在無過濾器調制方案中，各輸出均從接地轉換至電源電壓。但是，VOUT+ 與VOUT- 現在是彼此同相的，沒有輸入。正電壓情況下，VOUT+ 的忙閑度大于50%，而VOUT-的則小于50%。負電壓情況下，VOUT+ 的忙閑度小于50%，而VOUT- 的大于50%。整個負載的電壓在大多數切換周期中為零，從而大大減小了過濾器和/或揚聲器中的I2R損耗。較低的切換損耗使揚聲器可作為存儲元件，同時仍能保證放大器的高效性。 盡管開關頻率組件沒有過濾出，但揚聲器在開關頻率上具備高阻抗，因此揚聲器損耗的功

16、率極小。揚聲器還不能復制開關頻率，即便揚聲器可以，人耳也聽不到高于約20 kHz的頻率。 如果從放大器到揚聲器的線跡較短，類似TPA2005D1的5V無過濾器D 類音頻放大器在無輸出過濾器時也能使用。TPA2005D1在揚聲器線長為10厘米或更短無屏蔽時即通過了FCC與CE輻射測試。無線手持終端與PDA對于無過濾器的D 類而言均是極好的應用。類似TPA3001D1和TPA3002D2的更高電壓無過濾器D 類放大器要求在所有應用中均采用鐵氧體磁珠過濾器 (ferrite bead filter)。 如果設計不采用LC過濾器應不能通過幅射標準且頻率敏感電路大于1 MHz的話，那么常可采用鐵氧體磁珠

17、過濾器。對必須通過FCC和CE標準的電路而言，這是一個很好的選擇，因為上述兩項標準僅測試大于30 MHz 的幅射，而鐵氧體磁珠過濾器在削弱大于30MHz 的頻率方面比LC過濾器的表現要好。如果選擇鐵氧體磁珠過濾器，那么應選擇高頻率下阻抗高的、且低頻率下阻抗低的。 如果存在低頻率 (< 1 MHz)EMI 敏感電路和/或從放大器至揚聲器的引線較長，則須采用LC輸出過濾器。 結論 通過將輸入音頻波形與三角波相對比，D 類音頻放大器創建了脈寬調制PWM信號。D 類放大器通過感應元件輸出PWM，傳統D 類采用過濾電感器，而無過濾器D 類則采用揚聲器音圈。D 類放大器比AB 類放大器效率更高，因為

18、D 類放大器從電源獲得所要求的輸出功率，而非從電源獲得所要求的電流，也不會在輸出晶體管消耗剩余的功率。立體聲AB 類放大器在從12V電源、4 ohm負載輸出10W功率時消耗功率達14W，而TPA3002D2在相同條件下消耗功率僅為3.7 W。TPA3001D1與TPA3002D2采用的調制方案使其可采用鐵氧體磁珠過濾器，而不必采用完全的LC過濾器。 參考書目 1、TPA2000D2 2-W無過濾器立體聲D 類音頻功率放大器數據表，德州儀器公司，2000年3月，出版號：SLOS291D； 2、TPA2005D1 1.1-W單聲道無過濾器D 類音頻功率放大器數據表，德州儀器公司，2002年7月，出

19、版號：SLOS369B； 3、TPA3001D1 20-W單聲道D 類音頻功率放大器數據表，德州儀器公司，2002年12月，出版號：SLOS398； 4、TPA3002D2 9-W具備DC音量控制的立體聲D 類音頻功率放大器數據表，德州儀器公司，2002年12月，出版號：SLOS402。 (推薦精選) 輸出級數模轉換機制所有D類系統的共同特點及其超群的功率效率的奧秘就在于輸出級（通常是MOSFET）的電源器件總是要么全通要么全關。這與線性放大器形成對比，線性放大器輸出晶體管的導通狀態隨時間變化。晶體管消耗的功率是其壓降與流過電流之積（P=IV），通常占到線性放大器消耗的總功率的50%或更多。在

20、D類系統中不是這樣。由于所有輸出晶體管要么壓降為零（處于“通”狀態）要么流過的電流為零（處于“關”狀態），理論上根本不會損失能量。回到現實世界中，安裝在數以百萬計的微處理器之上的冷卻風扇表明即使是純數字系統也會以發熱的形式浪費能量，D類放大器達到的功率效率在85至90%之間。不過，如何使一個天生只能產生方波的開關器件再現音樂中多種多樣的波形呢？某些類型的高頻“數字”信號可以通過低通濾波產生平滑的“模擬”輸出。最廣泛使用的就是脈寬調制（PWM：pulse width modulation）技術，其中矩形波的占空比與音頻信號的振幅成正比。通過與一個高頻鋸齒波比較，可以很容易地將模擬輸入轉換為PWM

21、（參見圖1）。圖1 具有模擬輸入的D類系統但是，從CD和DVD光盤到數字廣播和MP3，大多數當今的媒體格式都是數字的，在進行D類放大之前將其轉換為模擬信號不可避免地會增加噪聲并提高系統復雜性。在數字域將信號變換為PWM避免了這個問題，并且還消除了比較器和鋸齒波發生器，這是兩個天生會產生噪聲和干擾的模擬元件（參見圖2）。推薦精選圖2 具有數字輸入的D類系統利用現有芯片功能利用這種工作原理，Wolfson Microelectronics最近推出了一款PWM控制器。WM8608構成了具有多達6.1個輸出聲道的數字輸入D類解決方案的基礎。該方案采用了I2S或類似標準格式的數字輸入，將每個聲道轉換為一

22、個高頻PWM信號，驅動由四個功率MOSFET組成的輸出級。然后由低通重建濾波器平均PWM信號，顯現由原始數字信號代表的模擬電平。然后再將該經過濾波的信號傳送到揚聲器（參見圖3）。圖以WM8608為特色的系統方框圖為了產生PWM輸出，WM8608首先生成一個內部時鐘，其256個周期構成一個PWM周期。根據數字輸入，PWM輸出在12至244時鐘周期之間保持為高，在其它地方則保持為低（最初12個周期總為高，最末12個周期總為低）。因此在一個PWM周期之內可以產生232 (244-12)個不同的輸出電平。實際上，這就是一個232級數模轉換器（DAC），分辨率為7.86 bits (log2 232)。

23、不過，這還不是一個完整的故事：由于典型的PWM頻率為384或352.8kHz，存在8種可以代表各個音頻采樣的PWM周期。WM8608發揮了這種過度采樣（oversampling）的優勢，利用了線性化和噪聲整形技術，這些技術最初是為將西格瑪-德爾塔DAC的有效分辨率提高到高于16 bits而開發的。高于100dB（A-權重）的信噪比已經得到驗證。推薦精選保持內部時鐘“清潔”至關重要，因為任何抖動都會引起PWM信號邊緣定時的隨機變化，這會以噪聲的形式出現在模擬輸出中。因此內部時鐘由一個芯片內低噪聲鎖相環（PLL）通過系統主時鐘產生。只要主時鐘適當地清潔，這樣就會消除掉大多數抖動。理想情況下，主時鐘

24、也應該由WM8608產生。因為這樣可以把振蕩器和PLL之間的連接保留在芯片內，就防止了來自開關輸出級或其它來源的干擾破壞時鐘。此外，不需要外部PLL濾波元件，降低了對PCB布局的敏感性。為了使噪聲不影響給PLL供電的3.3V模擬電源，在接近電源引腳處插入了一個去耦濾波器。輸出級設計與模擬放大器非常類似，D類輸出級可以每聲道與兩個晶體管單端連接，或者構成四晶體管橋接類型。后者通常是首選，因為它提供了無需隔直流電容器的單電源操作（參見圖4）。圖4“H”橋接輸出級而單端連接的輸出級要么要求很大的電容器來消除輸出的直流偏置，要么需要更多昂貴的分立電源。橋接配置的另一個優點是將輸出振幅(Vpk-pk)從

25、Vs（電源電壓）加倍到2VS，使得給定電源電壓能夠提供的理論最大功率Pmax提高到四倍：實際上，PWM控制器的占空比范圍僅限于5%到95% (12/256及244/256)，將輸出振幅限制在2VS到1.8VS，而由于阻性損耗功率輸出進一步降低。可以計算如下：其中RParasitic包括一個NMOS和一個PMOS器件的“通”電阻以及電源的內電阻、濾波電感器的串聯電阻和PCB跡線電阻。一個使輸出功率最大化的簡單辦法是使用低阻抗揚聲器。例如，對于同樣的供電電壓，一個4的負載所汲取的功率是一個8 揚聲器的兩倍。但是，這會略微降低功率效率，因為與負載自身相比寄生電阻變的更重要。動態峰值抑制是一種使音頻信

26、號無需更強輸出級就可以發聲更響的技術。本質上，它在數字域放大信號，動態調節增益來預防削波。WM8608利用了一個具有頻率相關延遲的特別峰值抑制器來避免低頻失真。選擇合適的晶體管推薦精選為輸出級選擇適當的元件非常關鍵，因為其特性對系統性能具有很大的影響。首先，功率MOSFET必須能夠承受其所期望處理的電壓和電流。由于快速開關的PWM信號會在輸出濾波電感器上引起反向電動勢（EMF），最大的額定漏-源電壓應該至少比供電電壓高25到50%。其次，功率MOSFET的“通”電阻導致發熱并降低功率效率，因此應該盡可能低。常用的具有4或8阻抗的揚聲器要求RON遠低于0.2 ，以保證阻性損耗適度地低。開關延遲是

27、選擇輸出器件的另一個重要參數。WM8608產生脈寬范圍為122ns到2.7s的PWM信號。為了保持信號完整性，輸出級（功率MOSFET加上電平轉換器）的開關延遲與最小PWM脈寬相比應該很小。一個較不明顯的潛在問題是晶體管之間開關特性的匹配。例如，如果一個NMOS器件的開啟比其對應PMOS的關閉快的多，兩種器件的“通”時期就可能在信號邊緣出現短時間的重疊。在兩種器件都導通的情況下，供電電源本質上是短路的，導致功率效率降低，熱耗散增加，并且可能降低供電電壓，這將使音頻信號失真。最后，設計人員還應該關注MOSFET門電容。大電容會引起RC延遲，放慢晶體管開關速度。此外，這也增加了功率耗散，并使驅動M

28、OSFET的電平轉換器發熱。由于同樣的原因，電平轉換器的輸入電容也應該很小。某些制造商提供集成輸出級，可以直接連接到WM8608輸出。這些集成電路（IC）通常包含四個匹配功率MOSFET，并且還控制PWM信號從3.3V（在WM8608輸出）到更高電壓的電平轉換，以便能夠正確地開關功率器件。此外，他們還提供內置的短路和過載保護。電源因素線性與開關電源的對比在很多方法中，開關電源相對于傳統線性電源越來越多的被使用反映了D類放大器的發展。兩者普及性的不斷增長都得益于其高功率效率、小尺寸和更低的冷卻要求。因此，使用開關電源幫助設計人員得到了D類技術的全部好處。不過，在成本是最重要考慮因素的情況下，D類

29、放大器也可以由常規線性電源供電。開關電源的一個潛在問題是由于快速倒換大電流而引起的電磁干擾（EMI）。當電源和放大器中的不同開關頻率發生交調時，這個問題就會惡化，產生在輸出中可能聽得到的音調。作為PWM控制器中的獨特產品，WM8608提供了同步外部電源和芯片上PWM調制器的能力，消除了交調。整流無論使用何種類型的電源，D類放大器都比線性器件對電源供電質量敏感得多。因此，盡管D類技術幾乎肯定能夠降低電源要求達50%或更多，實際的電源設計往往還是寧愿更復雜一些。理由很簡單：如果在電源和輸出之間只有開關（功率MOSFET全通或全關），供電線上的任何電源或音帶波動都將調制輸出信號。換句話說，所有數字D

30、類放大器都具有一個0dB的電源供電抑制比；它們本質上將電源用做電壓參考。推薦精選因此，好的負載整流，不僅僅是針對直流而是對于整個音帶來說是不可或缺的；不良整流的電源會導致諧波失真。許多制造商提供浮動整流器，可以附加到現有的電源上，以便在必要時改善負載整流。在每個放大器輸出使用一個獨立的整流器具有降低音頻聲道之間串擾得額外好處。瞬態行為供電電源的另一個關鍵指標是其處理瞬態的能力。為了使輸出級精確地重現PWM信號，電源必須能夠非常快地提高或降低其電流，并且不產生阻尼或降低輸出電壓。由于輸出級的帶寬限制在音頻范圍，線性放大器在這方面的要求更少。因此，一個在線性系統中表現良好的電源可能不適合D類技術。

31、存儲電容器是確定電源瞬態行為的最關鍵元件。首先，其必須保持足夠的電荷來防止電流沖擊引起供電電壓下降，直到整流器發生作用（快速整流器有助于使電容器適當地小）。其次，由于任何寄生電阻或電感都阻止存儲電荷的快速傳遞，必須使用低ESR（有效串聯電阻）電容器。添加一個與大的常規電解電容器并聯的小的低ESR電容器是不夠的：因為所有的輸出功率都以短的突發形式提供，所以所有電容都必須是低ESR的。PCB銅跡線上的寄生電阻和電感同樣有害，應該通過將存儲電容器盡可能靠近輸出級放置來盡量降低存儲電容。通過安排不同輸出級中的MOSFET在不同時間開關，可以緩解對電源瞬態行為的要求。對于這個目標，WM8608的內置“P

32、WM輸出階段”功能在各個輸出聲道的PWM信號之間引入了160ns的延遲。盡管160ns遠不足以在輸出中產生聽覺差異，這將開關瞬態擴展到了整個PWM周期。在具有六聲道的多聲道系統中，這種技術大大降低了最大順勢負載，并減少了串擾。EMI和布局的考慮EMI（電磁干擾）是D類放大器設計中永恒的關注點，因為它不得不承載高功率PWM信號的導線發射PWM頻率的電磁輻射及其進入射頻波帶的諧波。長的非屏蔽揚聲器電纜本質上就象天線一樣。因此，重建濾波器在滿足相關規章方面起到重要作用。設計人員經常面臨兩難境地，即低截止頻率的濾波器可以抑制EMI，但是也損耗音頻頻譜的高端，而高截止頻率會保持平坦的頻率響應，卻要付出增

33、加EMI的代價。高階濾波器可以滿足兩種要求，但是更貴，而且會降低功率效率。WM8608提供了內置的數字揚聲器均衡器，可以安排為三重放大。這使得使用低截止的低階重建濾波器，同時仍然保持頻率響應在音頻范圍內平坦成為可能。在放大器內部，可以通過保持輸出級和濾波器之間的供電線和連接可行地短而降低EMI。可能的話，這些元件應該與供電電源在同一塊PCB上。由于降低了阻性損耗，短而寬的銅跡線也使得放大器的效率更高。在多聲道系統中，很難將大量的功率MOSFET靠近電源放置，為了防止串擾，一種在每端具有一個低ESR存儲電容器的“星形”連接是非常理想的。系統中可以方便地放置在離其它電路某段距離的地方的部件是PWM

34、控制器。為了防止來自其它系統元件的干擾在PWM信號中引入抖動，WM8608輸出可以從標準CMOS電壓電平切換到LVDS（低電壓差分信號）模式，每條線都用100 負載終結。LVDS還降低了電磁輻射以及由長的信號運行引起的RC延遲。 推薦精選測得的性能消費者音頻放大器的三個關鍵指標是總諧波失真（THD）、信噪比（SNR）和功率效率，D類技術相對于模擬技術具有無可爭議的優勢。對于噪聲，D類技術現在在消費者市場上與大多數模擬放大器相當。例如，對于CD重放，SNR的瓶頸通常不在于放大器而在于光盤上的16-bit音頻編碼。借助更快的PWM開關，SNR在未來可能進一步改善。關鍵問題是供電電源和輸出級是否能夠

35、跟上開關速度。這兩種元件共同決定了THD，理想情況下應該作為一個單元共同設計。利用WM8608 PWM控制器和穩定而良好整流的電源，在傳送1W音頻功率時，測量顯示THD為0.01% (-80dB)，在30W時則下降到0.1% (-60dB)。還得到了高達90%的效率和超過100dB (A-權重)的SNR。在同等線性放大器一半的功率消耗之下，D類技術達到這樣的性能指標，證明其已經發展到了一個在消費者音頻業務中無人能夠忽視的地步。以文本方式查看主題-  Ashine艾聲音頻技術  (-  音響技術綜合  (- 

36、; 轉帖D類音頻功率放大器設計需知  (n 作者：嘎嘎-  發布時間：2006-8-14 15:36:41-  轉帖D類音頻功率放大器設計需知nD類音頻功率放大器設計需知作者：吳星華摘要：本文從構成、拓撲結構對比、MOSFET的選擇與功率損耗、失真和噪音產生、音頻性能等D類音頻功率放大器設計有關的基礎問題作分析,并例舉D類功率放大器參考設計。關鍵詞：脈沖寬度調制器 半橋和全橋拓撲 死區時間 柵極驅動    D功放是基于脈沖寬度調制技術的開關放大器，包括脈沖寬度調制器(幾百千赫茲開關頻率

37、)，功率橋電路，低通濾波器。這種類型的功放已經展示出很好的性能，要想設計出并實現電源效率高于90%，THD低于0.01%，低電磁噪音的D類功率放大器，或者甚至包括能將高保真音質技術引入的D類的放大器，其首要的問題是掌握與D類音頻功放設計有關的基礎技術與原理，為此本文將作其概述。推薦精選1、 D類功放基本構成    目前有很多種不同種類的功放,如：A類、B類、AB類等。但D類功放與其不同的是基本是一個開關功放或者是脈寬調制功放。為此,主要將對說明這類D類功放作以說明。    在這種D類功放中，器件要么完全導通，要么完

38、全關閉，大幅度減少了輸出器件的功耗，效率達90-95%都是可能的。音頻信號是用來調制PWM載波信號，其載波信號可以驅動輸出器件，用最后的低通濾波器去除高頻PWM載波頻率。    眾所周知, A類、B類和AB類功放均是線形功放,那么D類功放與它們究竟有什么不同？我們首先應作討論。圖1是D功放原理框圖，在一個線性功放中信號總是停留在模擬區，輸出晶體管(器件)擔當線性調整器來調整輸出電壓。這樣在輸出器件上存在著電壓降，其結果降低了效率。    而D類功放采用了很多種不同的形式，一些是數字輸入，還有一些是模擬輸入，在這里我

39、們將集中討論一下模擬輸入。    上面圖1顯示的是半橋D類功放的基本功能圖，其中給出了每級的波形。電路運用從半橋輸出的反饋來補償母線電壓的變化。那末D類功放是如何工作的呢？D類功放的工作原理和PWM的電源是相同的，我們假設輸入信號是一個標準的音頻信號，而這個音頻信號是正弦波，典型頻率從20Hz到20kHz范圍。這個信號和高頻三角或鋸齒波形相比可以產生PWM信號，見圖2a中所示。這個PWM信號被用來驅動功率級，產生放大的數字信號，最后一個低通過濾波器被用在這個信號上來濾掉PWM載波頻率，重新得到正弦波音頻信號，見圖2b中所示。推薦精選2、 從拓撲結構對比-

40、看線性和D類不同    值此將討論線性功放(A類和AB類)和D類數字功放的不同之處。這兩者之間主要的不同是效率，這也是為什么要發明D類功放的原因。線性功放就其性能而言具有固有的線性，但是即使是AB功放其效率也只有50%，而D類功放的效率很高，在實際的設計中達90%。    增益-線性功放增益不受母線電壓影響而變化，然而D類功放的增益是和母線電壓成比例的。這就意味著D類功放的電源抗擾比率是0dB,而線性的PSRR(電源供應抑制比率)就很好。在D類功放中普遍用反饋來補償母線電壓變化。   

41、 能量流向-在線性功放中，能量是從電源到負載，雖然在全橋D類功放中也是這樣，但半橋D類功放還是不同的，因為能量可以雙向流動而導致“母線電壓提升”現象產生，這樣會造成母線電容被從加載來的能量充電。這個主要發生在低頻上，如低于100Hz是這樣。3、 D類功放與Buck降壓轉換器類拓撲差異    在D類功放和同步降壓轉換器拓撲原理作如圖3所示。這兩個電路之間的主要不同有三：其一、對于同步降壓轉換器，其基準電壓來自反饋電路的慢慢變化的穩定電壓；而D類功放的參考信號是一個不斷變化的音頻信號。也就是說，同步降壓轉換器的占空比是相對穩定的，而D類以圍繞50%

42、占空比不斷地改變。其二、在同步降壓轉換器中負載電流的方向總是朝著負載，即電感電流為單向,見圖3左所示。但是在D類功放中電流是朝著兩個方向的，即電感電流為雙向，見圖3右所示。最后的不同是MOSFET的優化方式。同步降壓轉換器對于高低端的晶體管有著不同的優化，較長的周期需要較低的Rds(on)，而較短的周期需要低的Qg(柵極電荷)，即兩個開關作用不同。但D類功放對兩個MOSFET有著相同的優化方式。高低端器件有相同的Ras(on),即兩個開關作用相同。推薦精選4、 D類功放中MOSFET的選擇    在功放中要達到高性能的關鍵因素是功率橋電路中的開關。在開關

43、過程中產生的功率損耗、死區時間和電壓、電流瞬時毛刺等都應該盡可能的最小化來改善功放的性能。因此，在這種功放中開關要做到低的電壓降，快速的開關時間和低雜散電感。    由于MOSFET開關速度很快，對于這種功放它是你最好的選擇。它是一個多數載流子器件，相對于IGBT和BJT它的開關時間比較快，因而在功放中有比較好的效率和線性度。而MOSFET的選擇是基于功放規格而定。因而在選擇器件以前要知道輸出功率和負載阻抗(如100W 8)，功率電路拓撲(如半橋梁或全橋)，調制度(如89%90%)。5、 MOSFET中的功率損耗   

44、60;功率開關中的損失在AB線性功放和D類功放之間是截然不同的。首先看一下在線性AB功放中的損耗,其損耗可以定義如下：K是母線電壓與輸出電壓的比率。對于線性功放功率器件損耗，可以簡化成下面的公式：需要說明的是AB功放功率損耗與輸出器件參數無關。現在一起看一下D類功放的損失，在輸出器件中的全部損耗如下：Ptotal=Psw+Pcond+PgdPsw是開關損耗    Pcond是導通損耗， Pgd是柵極驅動損耗    從上式可看于D類功放的輸出損耗是根據器件的參數來定的,即基于Qg(柵極電荷)、Rds(on)(靜態漏源

45、通態電阻)、Coss(MOSFET的輸出電容)和tf(MOSFET下降時間)，所以減少D類功放損耗應有效選擇器件，圖4是D類功放的功率損耗和K的函數關系。推薦精選6、 半橋和全橋結構拓撲的對比    和普通的AB類功放相似，D類功放可以歸類成兩種拓撲，分別是半橋和全橋結構。每種拓撲都各有利弊。簡而言之，半橋簡單，而全橋在音頻性能上更好一些，全橋拓撲需要兩個半橋功放，這樣就需要更多的元器件。盡管如此，橋拓撲的固有差分輸出結構可以消除諧波失真和直流偏置，就像在AB功放中一樣。一個全橋拓撲允許用更好的PWM調制方案，比如量化幾乎沒有錯誤的三水平PWM方案。&#

46、160;   在半橋拓撲中，電源面臨從功放返回來的能量而導致嚴重的母線電壓波動，特別是當功放輸出低頻信號到負載時。能量回流到電源是D類功放的一個基本特性。在全橋中的一個臂傾向于消耗另一個臂的能量。所以就沒有可以回流的能量。7、 不完美失真和噪音產生    一個理想的D類功放沒有失真，在可聽波段沒有噪音且效率足100%。然而，實際的D類功放并不完美并且會有失真和噪音。其不完美是由于D類功放產生的失真開關波形造成的。原因是：*從調制器到開關級由于分辨率限制和時間抖動而導致的PWM信號中的非線性。*加在柵極驅動上的時間誤差，如死區

47、時間，開通關斷時間，上升下降時間。*開關器件上的不必要特征，比如限定電阻，限定開關速度或體二極管特征。*雜散參數導致過度邊緣的震蕩。*由于限定的輸出電阻和通過直流母線的能量的反作用而引起得電源電壓波動*輸出LPF中的非線性。    一般來講，在柵極信號中的開關時間誤差是導致非線性的主要原因。特別是死區時間嚴重影響了D類功放的線性。幾十納秒少量的死區時間很容易就產生1%以上的THD(總諧波失真),見圖5(c)所示。8、 死區時間(見圖5(a)所示是如何影響非線性的)推薦精選    其圖5(a)(b)(c)為死區時間(

48、或稱延時時間)對失真的影響示意圖。D類輸出級中的工作模式可以根據輸出波形如何跟隨輸入時間可歸類成三個不同的區域。在這三個不同的工作區，輸出波形跟隨高低端輸入信號的不同邊緣而變化的。    讓我們檢查一下第一個操作區(見圖5c所示High side edges)，在這里電流比電感器波紋電流還大時，輸出電流就從D類功放流向負載。高端器件在低端器件開通之前關斷，輸出節點就會被轉到負母線。這個過程與低端器件開通時間無關，它是通過從解調電感的換向電流自動造成的。因此輸出波形與嵌入到低端器件開通前的死區時間無關。因此PWM波形只被嵌入到高端柵極信號的死區短路了，而造

49、成所希望的輸入占空比的輕微電壓增益降低。推薦精選    有個相似的情況發生在負工作區(見圖5c所示Low side edges)，輸出電流從加載流向D類功放。電流高于電感波紋電流。在這種情況下，輸出波形的時間并沒有受嵌入高端開通沿的死區時間的影響，而總是允許低端輸入時間。因此，PWM波形只被嵌入到低端器件柵極信號的死區時間短路。    在以前描述的兩個操作模式中存在一個區域，在這個區域中輸出時間與死區時間是獨立的。當輸出電流小于電感波紋電流時，輸出時間跟隨每個輸入的關斷沿。因為在這個區域，是ZVS(零電壓開關)操作

50、狀態(見圖5c所示Falling edges)，因此在中間區域就不會有失真。    當輸出電流隨著音頻輸入信號的不同而變化時，D類功放將改變它的操作區，這樣每個都會有細小的不同增益。在音頻信號的周期中的這三個不同區域增議會歪曲輸出波形。    圖5(b)顯示的是死區時間如何影響THD性能的。一個40nS死區時間可以產生2%的THD。這個可以通過減小死區時間到15nS提高到0.2%。這個標志著更好線性與高低端開關器件轉換過程的重要性。9、 音頻性能測量    有著AESl7網絡

51、過濾器的音頻測量儀器是很必需的。當然，像傳統音頻分析器HP8903B，加上合適的前級低通濾波器也可以使用。在這里需要重要考慮的是D類功放的輸出信號在其波形上仍然含有大量的開關載波頻率，這樣就造成錯誤的讀取。這些分析器也許很難防止D類功放的載波泄露。10、防止直通    盡管如此，一個狹窄的死區時間在大量生產中是很危險的。因為一旦高低端晶體管被同時打開，那么直流母線的電壓就會被晶體管短路，大量的直通電流將開始流動，這便會導致器件損壞。我們應該注意到有效的死區時間對每個功放是不同的，與元件參數和芯片溫度有關。對于一個D類功放的可靠設計來講確保死區時間總是正的

52、而決不是負的來防止晶體管進入直通，這是非常重要的。11、關于電源吸收能量    另外一個在D類功放中引起明顯降額的原因是母線充電，當半橋拓撲在給負載輸出低頻時可以看到。要時刻記住，D類功放的增益與母線電壓直接成比例關系。因此，母線電壓波動產生失真，而D類功放中的電流流動是雙向的，則就存在了從功放返回到電源時期。大量流回到電源的能量來自于輸出LPF的電感存儲的能量。通常，電源沒有辦法吸收從負載回流過來的能量。因此，母線電壓上升，造成電壓波動。母線電壓上升并不是發生在全橋拓撲上，因為從開關橋臂同儲到由源的能源熔會在另一個橋臂消耗掉。推薦精選12、對EMI(電

53、磁輻射)的考慮    在D功放設計中的EMI(電磁輻射)是很麻煩的，像在其他開關應用中一樣。EMI的主要來源之一是來自從高到低流動的MOSFET二極管的反向恢復電荷，和電流直通很相象。在嵌入到阻止直通電流的死區過程中，在輸出LPF中的電感電流打開體二極管。在下一個階段中，當另外一端的MOSFET在死區未打開時，體晶體管保持導通狀態，除非儲存的大量少數載波被完全復合。這個反向的恢復電流趨向于形成一個很尖的形狀，和由于PCB板和封裝雜散電感因起步希望的震蕩。因此，PCB布線設計對減小EMI和系統可靠性至關重要的。13、D類功放中MOSFET選擇的其他考慮*選

54、擇合適的封裝和結構*功放的THD、EMI和效率，還受FET的體二極管影響。縮短體二極管恢復時間(工R的并聯肖特基二級管的FET)；降低反向恢復電流和電荷，能改善THD；EMI和效率。*FET結殼熱阻要盡可能小，以保證結溫低于限制。*保證較好可靠性和低的成本條件下，工作在最大結溫。用絕緣包封的器件是直接安裝還是用裸底板結構墊絕緣材料，依賴于它的成本和尺寸。14、D類功放參考設計見圖6所示*拓撲：半橋*選用IR2011S(柵極驅動IC,最高工作電壓200V,Io+/-為1.0A/1.0A，Vout為10-20V,ton/off為80&60ns,延時匹配時間為20ns)；IRFB23N15D

55、 (MOSFET功率管ID=23A,R DS=90m,Qg=37nC Bv=150V To-220封裝)推薦精選*開關頻率：400KHz(可調)*額定輸出：200W+200W4歐*THD:0.03%-1mhz半功率*頻率響應：5Hz-40KHz(-3dB)*電源：220v±50V*尺寸：4.0“×5.5”15、結論    如果我們在選擇器件時很謹慎，并且考慮到精細的設計布線，因為雜散參數有很大的影響，那么目前高效D類功放可以提供和傳統的AB類功放類似的性能。半導體技術不斷創新使得效率提高，功率密度增加和較好的音響效果，增加了D類功放的

56、運用。參考文獻HondaJandAdamsJClass-D音頻放大器基礎與<>,IR應用指南2005年3月以TA2022的輸出濾波設計為例：L=10uH , C=0.22uF , 截止頻率為107KHZ ,時間常數9.3uS, 所以仍然是微秒數量級。另外，TA2022的信噪比在單端的時候為102dB, 在橋接的時候更可達104dB, 一點也不比模擬功放的低。以上數據來自TA2022的Datasheet, 有空的時候我會實測一下的。D類功放的調制頻率很多都在200K300KHz之間，濾波器的-3dB截止頻率一般都低于40KHz，很多都低于30KHz，TA2022屬T類，調制頻率是可變

57、的，介于100K1MHz，濾波器的截止頻率只能低不能高；高了與調制頻率相同的那部分高次諧波成分很大，輕則音質變差，重則燒高音喇叭對于信噪比，我想也許我理解錯了，我把高頻諧波成分當作信號噪聲，那部分通常只有30dB的衰減早在20世紀60年代就有人開始研究數字放大技術,1983年M.B.SANDLER等學者提出D類PCM(脈沖編碼調制)數字功放的基本結構,主要技術要點是如何將PCM調制信號變為PWM(脈沖寬度調制)信號,這種PWM數位訊號是一種高度相同.寬度不同的方波信號,它看起來類似于聲波的疏密結構。    這類功率放大器的原理是：首先將PCM音頻數據流通過專門的等比特數字處

58、理器變換為PWM數據流。采用脈寬調制后，音頻信號便成為一系列的用“0”和“1”表示的寬度可變的脈沖串，脈沖的寬度月越寬，信號的幅度就越大。將這些脈寬調制的數據流去推動功率放大器的常規晶體輸出管，晶體輸出管將迅速的時而飽和導通，時而截止，音頻信息便包含在這些接通。斷開的周期過程中，采樣頻率為44.1kHz或48kHz，信號振幅的量化率為8bit或16bit。然后再對PWM信號進行功率放大（即D類放大），采用截止頻率為30kHz-40kHz的低通濾波器就可以把模擬信號從PWM中解調出來。    D類數字放大技術在電源利用上可以達到90%以上，它的延時也只有模擬放大的1/6，因此

59、中.高音的音質更清晰，聲像定位更準確。    但是D類放大技術只是一種數字技術的早期探索，還存在以下缺點：1：輸入的數字音頻信號雖然沒有轉換為模擬信號，可是PWM調制也只是幅度不變，寬度變化的脈沖信號來代替原來的線性放大，用脈沖寬度變化來控制輸出管導通時間的長短，可以說這仍就是一種模擬技術。2：在PWM編碼過程中，很難做到上升和下降沿的陡度，于是使得理論上“0”和“1”兩態的波形已經不是完全的方波，而變形成為三角波，結果使得輸出開關功率管處于不能全通或全閉狀態，這勢必引入新的失真。    針對D類功率放大器的缺陷，美國Tripath公司發明了一種“Digital Power ProcessingTM(DPPTM)”的全數字功率放大處理技術，它是T類功放的核心，也被稱做“E-Bridge”模式。T類功率放大器的功率輸出電路和脈寬調制D類功放相同，功率晶體管也是工作在開關狀態