1、序號：23電氣控制系統課程設計(論文)題 目：基于uc3855a軟開關功率因數校正電路設計指導老師： 院 系： 信息與通信工程學院 專 業： 自動化 班 級： 0 8 自動化 學生姓名: 學 號: 2011.12.161. 引言本設計的目的在于實現軟開關的功率因數校正（pfc），功率因數校正控制芯片uc3855的校正原理及應用電路的設計，各個參數的計算。掌握matlab的電力電子仿真。2. 方案的實現與論證2.1 軟開關簡介 通過在開關過程前后引入諧振，使開關開通前電壓先降到零，關斷前電流先降到零，就可以消除開關過程中電壓、電流的重疊，降低它們的變化率，從而減小甚至消除開關損耗。同時諧振過程限

2、制了開關過程中電壓和電流的變化率，使得開關噪聲也顯著減小，這樣的電路被稱為軟開關電路，開關過程被稱為軟開關。其工作過程如圖1所示，顯然，由于電壓電流沒有重疊過程，因而不會消耗功率。 圖1 軟開關工作過程使開關開通前其兩端電壓為零，則開關開通時就不會產生耗損和噪聲，這種開通方式稱為零電壓開通。是開關關斷前其電流為零，則開關關斷時也不會產生耗損和噪聲，這種關斷方式稱為零電流關斷。與開關并聯的電容能使開關關斷后電壓上升延緩，降低關斷損耗，稱為零電壓關斷；與開關串聯的電感能使開關開通后電流上升延緩，降低開通損耗，稱為零電流開通，但是利用并聯電容實現零電壓關斷和利用串聯電感實現零電流開通一般會造成總損耗

3、增加、關斷過電壓增大等負面影響，因而沒有實際應用價值1。因此通常情況下零電壓開關是指零電壓開通，零電流開關是指零電流關斷。軟開關電路分成準振諧電路、零開關pwm電路和零轉換pwm電路。各種電路的具體分析過程可參考文獻1,2。2.2功率因數校正（power factor correction，pfc）設計2.2.1 pfc原簡介pfc是在20世紀80年代發展起來的一項新技術，其背景源于離線開關電源的迅速發展和熒光燈交流電子鎮流器的廣泛應用。pfc電路的作用不僅僅是提高線路或系統的功率因數，更重要的是可以解決電磁干擾(electro magnetic interference ，emi)和電磁兼容

4、(electro magnetic compatibility ，emc)問題。隨著電子技術的發展，各種辦公自動化設備、家用電器、計算機等大量使用，這些設備內部都需要一個將市電轉化為直流的電源部分，在轉換過程中由于一些非線性元件的存在，導致輸入電流、 電壓雖然是正弦波形的，但輸入的交流電流卻嚴重畸變，包含大量諧波，不但降低了輸入電路功率因數，也會對公共電力系統產生污染3。近年來開關電源產品廣泛應用于工業自動化控制、軍工設備、科研設備、led照明、工控設備、通訊設備、電力設備、儀器儀表、醫療設備、半導體制冷制熱、空氣凈化器，電子冰箱，液晶顯示器，led燈具，通訊設備，視聽產品，安防，電腦機箱，數

5、碼產品和儀器類等領域，可以說開關電源是電網最主要的諧波源之一。多數開關電源是通過整流器與電力網相接的，經典的整流器是二級管或晶閘管組成的一個非線性電路，會在電網中產生大量電流諧波和無用功功率而污染電網，使功率因素降低，一般僅為0.450.75，且其無功分量基本上為高次諧波。為此許多國家制定了技術標準，限制用電電氣設備產生的最大諧波電流?？梢娤C波電流提高功率因數意義重大。在整流輸出電路后面采用功率因素校正能有效解決上述問題，實現各種電源裝置網側電流正弦化，使功率因素接近于1，并且極大地減少諧波電流，消除無功損耗。導致功率因數降低的原因有兩個，一個是線路電壓與電流之間的相位差（稱為相位角），另

6、一個是電流或電壓的波形失真。由于常規整流裝置使用非線性器件（如晶體管、二極管等），整流器件的導通角小于180，從而產生大量諧波電流，而諧波電流不做功，只有基波電流成分做功，因此功率因素主要受相位角影響。對于相控整流電路，提高功率因數的措施，一般是在負載端添加一個性質相反的電抗元件，如電網呈電感性，通常采用電容補償法，最簡單的方法就是在電感性負載的兩端并聯電容器。對于開關整流電路，不良功率因數主要源于電流波形的畸變，需要在電路整流后加入功率因數校正變換電路。常規的開關電源都是采用橋式整流和大容量電容濾波電路來實現ac-dc轉換的,如圖2 所示。由于濾波電容的充、放電作用，在其兩端的直流電壓出現略

7、呈鋸齒波的紋波。濾波電容上電壓的最小值遠非為零，與其最大值(紋波峰值)相差并不多。根據橋式整流二極管的單向導電性，只有在ac線路電壓瞬時值高于濾波電容上的電壓時，整流二極管才會因正向偏置而導通，而當ac輸入電壓瞬時值低于濾波電容上的電壓時，整流二極管因反向偏置而截止。也就是說，在ac線路電壓的每個半周期內，只是在其峰值附近，二極管才會導通。雖然ac輸入電壓仍大體保持正弦波波形，但ac輸入電流卻呈高幅值的尖峰脈沖，其結果可由如圖3 所示的matlab仿真圖形驗證。這種嚴重失真的電流波形含有大量的諧波成份，引起線路功率因數嚴重下降。 圖2 整流電路 (a)(b) (c) 圖3 仿真電路圖 （a）電

8、路圖 (b)輸入電壓輸入電流波形 （c）輸出電壓波形2.2.2 pfc原理功率因數（pf）是指交流輸入有功功率(p)與輸入視在功率(s)的比值，即 （1）式中：為輸入電流式中失真系數 為有效值，i1, ，in為輸入電流的基波與各次諧波分量總諧波失真系數公式為 ，于是 即 pfc方案是針對非正弦電流波形而采取的提高線路功率因數、迫使ac線路電流追蹤電壓波形的瞬時變化軌跡，并使電流與電壓保持同相位，使系統呈純電阻性的技術措施。pfc的基本目的在于使電流，電壓波形相同且相位一致。為提高線路功率因數，抑制電流波形失真，必須采用pfc措施。pfc分無源和有源兩種類型。無源pfc電路利用電感和電容組成濾波

9、器，將輸入電流進行相移及整形，以使功率因數提高，但這種方法的電路體積龐大、笨重，難以實現高功率因數。目前流行的是有源pfc技術。有源pfc技術分為兩類：一類是由有源開關、電感l及控制電路組成的有源pfc電路，這種電路工作頻率低，電感體積大，因而應用很少；另一類是高頻有源pfc電路，也就是現在通常所說的有源pfc。高頻有源pfc（下文簡稱為apfc）電路由dc/dc變換器組成。工作原理是：輸入交流電壓信號經取樣后與誤差放大器輸出相乘，產生pwm驅動信號，控制開關管的導通與截止。開關導通時，二極管截止；開關管截止時，二極管導通。二極管導通時，電流向濾波電容充電，在交流電壓的半周期內，電感l的高頻振

10、蕩電流頻率是不斷變化的，但峰值電流的包絡曲線時刻跟蹤交流電壓的變化，l的平均電流在開關周期很小時接近正弦波形。高頻有源pfc電路相當復雜，但半導體技術的發展為該技術的應用奠定了基礎?；诠β室驍悼刂苅c的有源pfc電路組成一個dc-dc升壓變換器，這種pfc升壓變換器被置于橋式整流器和一只高壓輸出電容之間，也稱作有源pfc預調節器。有源pfc變換器后面跟隨電子鎮流器的半橋逆變器或開關電源的dc-dc變換器。有源pfc變換器之所以幾乎全部采用升壓型式，主要是在輸出功率一定時有較小的輸出電流，從而可減小輸出電容器的容量和體積，同時也可減小升壓電感元件的繞組線徑。pfc變換器有不同的分類方法。按通過

11、升壓電感元件電流的控制方式來分，主要有電感電流連續的乘法器控制即連續導通模式(ccm)、電感電流不連續的電壓跟蹤控制即不連續導通模式(dcm)及介于ccm與dcm之間的臨界或過渡導通模式(tcm)三種類型。ccm因反饋電流的不同可分為峰值電流控制、平均電流控制和電流滯環控制。不論是哪一種類型的pfc升壓變換器，都要求其dc輸出電壓高于最高ac線路電壓的峰值。在通用線路輸入下，最高ac線路電壓往往達270v，故pfc變換器輸出dc電壓至少是380v(270v2v)，通常都設置在400v的電平上。工作在ccm的pfc變換器，輸出功率達500w以上乃至3kw,在dcm工作的pfc變換器，輸出功率大多

12、在60250w。2.2.3 pfc方案選取在pfc校正電路中應用最廣泛的是單相boost 有源功率因數校正（apfc）變換電路，其原理圖如4所示。在boost pfc電路中，最關鍵的部分是控制系統的設計及控制方式的選取。如圖5的matlab仿真結果所示，當沒有加入apfc，只是用一個igbt代替控制系統時，電路運行穩定后，輸入電流雖然比圖3的波形好但是仍然有明顯的畸變。這是不符合我們的設計要求的。所以需要對其加入apfc環節，這也是本文主要解決的問題。 圖4 單相boost功率因數校正原理圖 (a) (b) (c) 圖5 單相boost 功率因數校正仿真 （a）仿真電路圖 （b）輸入電壓、電流

13、波形 （c）輸出電壓波形ccm是采用乘法器方法來實現有源功率因數校正，而dcm則采用電壓跟隨器的方法來實現有源功率因數校正。dcm升壓型pfc控制ic的內部結構及由其組成的預變換器電路如圖6所示，當ac線路電壓從零按正弦規律變化時，乘法器輸出vmo為比較器建立的門限強迫通過l的峰值電流跟蹤ac電壓的軌跡。在各個開關周期內電感峰值電流形成的包跡波，正比于ac輸入電壓的瞬時變化，呈正弦波波形。在兩個開關周期之間，有一個電流為零的點，但沒有死區時間，從而使ac電流通過橋式整流二極管連續流動(二極管的導通角幾乎等于180)，整流平均電流即為ac輸人電流(為電感峰值電流的1/2)，呈正弦波波形，且與ac

14、線路電壓趨于同相位，因而線路功率因數幾乎為1。在dcm下工作的pfc升壓變換器相關電壓和電流波形如圖7所示. 圖6 dcm升壓型pfc控制ic的內部結構及由其組成的預變換器電路圖7 dcm下工作的pfc升壓變換器相關電壓、電流波形 圖8 ccm下工作的pfc升壓變換器相關電壓、電流波形工作于dcm的pfc升壓變換器開關頻率不是固定的。在ac輸入電壓從0增大的峰值時，開關頻率逐漸降低。在峰值ac電壓附近，開關周期最大，而頻率最低。 在連續模式(ccm)下工作的pfc升壓變換器采用固定頻率高頻pwm電流平均技術。這類變換器的開關占空比是變化的，但開關周期相同。通過升壓電感器和pfc開關mosfet

15、的電流在ac線路電壓的半周期之內(即0t1.4v，則比較器和柵極驅動器的輸出被關斷。引腳6（vrms）：乘法器的正反饋市電電壓補償端。該端加入與輸入交流市電電壓成正比的直流電壓時, 乘法器將根據公式1/vrms2 來改變電流指令信號, 以保證輸入功率恒定。這樣可使pfc 升壓穩壓器具有通用輸入電源電壓的特點。該腳電壓為1. 5v 時，市電電壓過低，該腳電壓為4. 7v 時，市電電壓過高。該腳輸入電壓范圍是0v5. 5v 。使用中，多通過一電阻接對交流市電輸入整流后的電壓進行分壓的取樣值，同時并聯一去耦電容到地。引腳7（ovp）：輸出過電壓檢測輸入端。該腳通過分壓器取樣升壓變換器輸出電壓，使用中

16、接輸出取樣網絡的輸出。當該腳電平低于1. 8v 時，啟動比較器關斷基準vref、 振蕩器和pwm 電路。該腳電平在（1. 8v7. 5v (vref ) 時，uc3855 正常工作。該腳電平高于7. 5v 時，滯后ov p 比較器置位pwm 鎖存器，同時zvtou t 腳和gtdriv e 腳的輸出也被關斷，直至ov p 腳電平下降400mv 后， 才能恢復正常工作。分壓器電壓為輸出電壓的5 %時，ovp 關斷，當輸出電壓達到額定電壓時, 內部滯后將再次啟動工作電路。ov p和啟動比較器都接到pwm 輸出電路， 二者的傳輸延遲時間都是200ms 。引腳8（ref）：精密基準電壓源的輸出腳。該腳

17、可向外部電路提供25ma 的電流并且內部可實現短路電流限制。當vcc電壓低于欠壓鎖定門限時， ref被關斷； 為了穩定工作，該腳和地之間應接入容量在0.1f 以上的陶瓷電容器。使用中，該端電壓可作為用戶給定電壓或保護門檻設定的參考電源。引腳9（vcc）：電源電壓。該腳與地之間應接入一個1f 的低esl 、低esr 陶瓷電容器。uc3855a 欠壓鎖定導通門限是16v , 并且具有6v 滯后；uc3855 b 欠壓鎖定導通門限是10. 5v ,具有0. 5v 滯后。使用中，接用戶為該芯片提供的工作電源。引腳10（gtout）：pfc用mosfet驅動脈沖輸出端。該腳輸出峰值為1. 5a 的推拉電

18、流,驅動外接的mosfet 。接在gtout腳和mosfet 柵極之間的串聯電阻用于限制gtout輸出電流過沖,，其阻值應不小于10。此外，gtout和gnd 間應接入一個正向電壓很低的肖特基二極管，以防止瞬態反向電壓。使用中，通過一電阻接mosfet柵極。引腳11（gnd）：接地端。應當注意, 所有接gnd的旁路電路和定時電容的引線應盡可能短一些。使用中，接用戶供電電源地端。引腳12（zvtout）：零電壓開關mosfet驅動輸出端。此腳可輸出750ma 峰值電流以驅動外接的mosfet 。由于zvtmosfet 開關容量較小，該腳只需輸出較小的峰值電流。與gtout一樣，該腳和gnd 間應

19、串聯一個門極電阻和肖基特二極管。使用中，通過一柵極限流電阻接zvt開關mosfet的柵極。引腳13（zvs）：零電壓檢測輸入端。當主mosfet 開關漏極電壓達到0v 時，該腳通過zvt比較器取樣漏極電壓并復位zvt 鎖存器。該腳也調整zvtou t腳輸出的最大和最小脈寬。為了直接取樣主開關約為400v 的漏極電壓，在zvs 腳和mosfet 的hv 漏極間應接入一個反向二極管。當漏極電壓為0v 時,zvs 腳電壓約為0. 7v，低于zvs比較器門限2. 5v。zvs 時間應為振蕩器斜坡放電時間的1/ 2，以確保zv t 功率元件正常工作。同時在使用中還應接一去耦電容到地。引腳14（ct）：振

20、蕩器定時電容連接端。接在ct 腳和gnd 腳之間的電容器將根據公式f 1 / (11200 ct ) 設定pwm 振蕩器的頻率。該電容最好采用低esl 和esr 的高質量陶瓷電容器。ct值應不小于200pf 。振蕩器和pwm 工作頻率可達500khz 。使用中，該端通過一電容接地。引腳15（vaout）：電壓放大器的輸出端。輸出電壓范圍是100mv6v 。當該腳電壓低于1. 5v時，乘法器的輸出被關斷。使用中，通常在該端與引腳16之間接一電阻與電容并聯的補償網絡。引腳16（vsense）：電壓放大器的反相輸入端。也是pfc 升壓變換器輸出電壓反饋點。通常在該腳和vaout之間應接入電壓回路補償

21、網路。使用中，該端同時接輸出電壓取樣網絡的輸出。引腳17（ss）：軟啟動端。該端與地之間接一啟動電容，可實現輸出pwm脈沖寬度從0到設定值之間的連續換緩慢變化。該軟起動時間與所接電容值的大小成正比。引腳18（imo）：乘法器的輸出端和電流放大器的同相輸入端。由于該腳輸出一定的電流，因此在該腳和地之間應接入一個電阻。該電阻的阻值應等于電流放大器的輸入電阻。該腳工作電壓范圍是- 0. 35v 。引腳19（iac）：乘法器電流取樣輸入端。輸入該腳的電流應該與整流后瞬時交流市電電壓成正比，在iac腳和已整流市電電壓之間接入一電阻可實現上述要求。iac內部電壓穩壓在500mv 。使用中，通過一個電阻接主

22、電路交流電壓整流后的直流正端。引腳20（ca-）：電流放大器的反相輸入端。該腳和cao 腳之間應接入電阻電容補償網路，該網絡的典型結構為電阻與電容串聯后再與另一電容并聯。該腳輸入電壓范圍是- 0. 35v 。uc3855的內部結構和工作原理框圖如圖14所示。uc3855內部包括一個單象限乘法器（multiplier）、平方器及除法器電路，它可為電流環路提供編程信號。當電壓較低是，限制內部乘法器的電流可使輸出功率降低。此外uc3855內部還包括電流放大器、電壓放大器、振蕩器（osc）、pwm比較器（pwm comp）、zvt、具有滯后的欠電壓封鎖電路（uvlo ref good）、精度為1%的7

23、. 5v基準電壓源（7. 5v ref）、輸入電源電壓鉗位電路、啟動比較器及過電壓（ovp）比較器等電路。 圖14 uc3855的內部結構和工作原理框圖uc3855的主要設計特點：1） 功率因數接近于12） 固定頻率平均電流型控制3） 開關頻率可達500khz4） 輸入電壓動態范圍較寬5） 寬帶（5mhz）低偏流放大器6） 過壓和過流保護7） 欠壓封鎖門限可選（兩種）8） 150ma啟動電流9） 內含精度為1%的7. 5v基準uc3855的主要電參數及限制：1） 電源電壓vcc：內部限定2） 輸入電流引腳（iac、ct、rvs）：5ma3） vcc鉗位電流：20ma 4） 模擬輸入電壓（不含峰

24、值限制）：0.310v5） pfc門限驅動器電流（連續）：0.5a6） 峰值限制輸入電壓：0. 36. 5v7） pfc門限驅動器電流（峰值）：1. 5a8） 軟啟動吸收電流：1. 5ma 9） zvt驅動電流（連續）：0. 25a10）zvt驅動電流（峰值）：0. 75a11）工作溫度范圍ta：0 70c2.2.5 uc3855在zvt-pfc變換器系統中的應用電路設計（1）系統典型應用電路圖 圖15所示為uc3855在500w、250khz zvt-pfc變換器系統中的應用電路，圖16所示為uc3855在230w、210khz zvt-pfc變換器系統中的應用電路 圖15 uc3855在5

25、00w、250khz zvt-pfc變換器系統中的應用電路圖16 uc3855在230w、210khz zvt-pfc變換器系統中的應用電路圖15,16所示的應用電路的設計都是在uc3855官方文檔中的典型應用電路（如圖17所示）的基礎上設計出來。因而通常情況下不同功率不同開關頻率的應用電流設計的主要工作是各個元件數值的計算以及一些輔助電路的設計。本設計最重要的就是基于這些典型應用電路，弄清楚在不同應用條件下各個元器件數值的計算，掌握輔助電路的設計，并對uc3855建立仿真模型。圖16 uc3855的典型應用電路（2）參數指標 zvt-pfc升壓變換器的參數指標如下：vin=85270vacv

26、o=410vdcpo=500wfs=250khzeff95%thd12%上述參數是一個通常情況下的輸入電壓，中型功率的應用系統的指標。250khz的開關頻率可由零電壓轉換的軟開關技術實現。pf和thd由uc3855電路實現（3）pfc電路功率的設計1）開關頻率： 通常，開關頻率的選擇要滿足下列條件：一是要使失真減至最小程度；二是要使器件效率高。在此設計中選擇開關頻率為250khz2）電感升壓電感的設計：峰值電流ipk發生在輸出功率最大，而輸入電壓vin最低時。假定電路具有理想的效率，pipo（max），則最大網側輸入峰值電流為 電流波紋以 電流的20%計算，故i=0.2*8.7=1.7a。穩態

27、情況下功率開關的每次切換中，電感和電容應無能量積累。功率開關的占空比為： （其中vin為最低輸入電壓的峰值） 升壓電感為 3）輸出電容儲能升壓電容：輸出電容一般根據輸出功率選取，通常每瓦需約12f，考慮到電路維持時間要求，時間電容值可按下式計算 式中 vomin最低輸出電壓 t保持時間，可根據負載要求選取根據文獻13 電容選取500v，410f4）開關管和開關二極管的選擇：選擇開關管之前應知道在各種運行狀態下的峰值電壓和峰值電流。開關管的耐壓應降額75%使用，如升壓變換器輸出電壓vdc為410v，則應選用500v的開關，電流選取應等于峰值電感電流。當變換器為20khz左右時，可選用雙極型晶體管

28、，如果高于20khz則可選用igbt或mos管。小功率mosfet很適用于這類場合，故而本設計采用mosfet。與升壓電感相連的開關二極管在電壓、電流定額滿足要求的同時，還應考慮其反向恢復時間小于1%的開關周期，uf系列的二極管反向恢復時間為50ns，特別適用于此類應用。綜上所述，采用擊穿電壓為dc500v，額定電流為23a的功率mosfet。二極管采用高速、高壓肖特基二極管，反向恢復時間低于50ns，擊穿電壓為dc600v，額定電流為15a。 5）電流取樣電流檢測電阻的設計：該電阻設計的依據是，在最小負載狀態下，該檢測電阻上的峰值電壓要不小于0. 3v，當小于0. 3v時，一般控制ic就不能

29、正常工作。本設計采用電阻取樣，電流取樣電阻rs兩端峰值電壓不能大于1v?？偡逯惦娏鳛閕pk+0.5i=8.7+0.5*1. 7=9.55a，故rs=1v/9.55a=0.1，實際選取時要稍大于0.1。（4）zvt電路設計 zvt電路有有源緩沖功能，lr使二極管實現軟關斷，cr使mosfet實現軟開通。 1）諧振電感lr：諧振電感控制的二極管的電流變化率di/dt 。在設計lr 時,應根據快恢復二極管電流的反向恢復時間t rr來確定。而且在實際設計時，通常將快恢復二極管的電流下降時間設計為3倍的反向恢復時間。如果受控di/dt已經給出，當反向恢復時間為60ns時，電感可以按以下方法計算 其余參數

30、電路的計算參考文獻12。2.2.6 基于uc3855的軟開關功率因數校正電路的建模與仿真pfc 電路是一個電壓電流雙閉環的控制電路，內環為電流環，控制輸入電流跟隨輸入電壓的波形變化；外環為電壓環，控制輸出電壓的穩定。boost 主電路工作在ccm 模式下，通過對功率管的脈寬調制實現功率因數校正和輸出電壓穩定。電流誤差放大器（cea，current error amplifier）pwm 比較器功率管電流傳感電阻（rs）構成了電流內環；電壓誤差放大器（vea，voltage error amplifier）乘法器電流內環輸出端分壓器（r4 和r5）構成了電壓外環。乘法器的b 和c 引入的是輸入電

31、壓的前饋。當電路穩定工作時，boost 輸出端電阻分壓器將電壓誤差信號送入vea，與vref 相比較產生電壓控制信號，同時結合前饋電壓在乘法器中產生電流編程信號。cea前的電阻網絡將實際電流信號與電流編程信號相減后輸入cea。其輸出信號再與三角波進行比較，得到的變寬脈沖即可實現控制目的。 圖17 軟開關zvt-pfc 電路的總體功能結構由于輸入電壓是全波整流波形，含有豐富的諧波，因此，為使電流環工作穩定，并使平均電感電流有較好的動態跟蹤能力，電流環須設計成有較高的低頻增益、較寬的中頻帶寬、合理的相位裕量以及較強的開關紋波抑制能力。 圖 18 電流環方框圖因為輸出電壓包含較大的二次諧波分量，所以輸入電壓控制環必須設計成低寬帶，以保證輸入電流控制命令不受這二次諧波的影響，并防止輸入電流的畸變。典型的穿越頻率應設計成不超過20hz。 圖19 電壓環方框圖 加入pfc校正電路后的仿真圖如圖20所示 圖20 校正后的輸入電壓，電流圖3. 總結在這次設計中，從準備到搜集資料再到最后完成花了將近兩周的時間。在這兩周不到的時間里，我找了大概有一百多篇論文、專業書籍及相關文獻。找資料花了很多時間，并且有很多都沒有用上，這也是設計開始沒做好計劃導致失誤。雖然有點不足，但收獲卻是主要的。在這次設計過程中，學到