微波電子線路:放大器

放大器是射頻與微波電路中最基本的有源電路模塊常用的微波晶體管放大器有低噪聲放大器、寬帶放大器和功率放大器微波放大器的主要技術指標有：噪聲系數(shù)與噪聲溫度功率增益增益平坦度工作頻帶動態(tài)范圍端口駐波和反射損耗穩(wěn)定性微波放大器概述在RF和MW系統(tǒng)中，放大是最基本和廣泛存在的電路功能之一目的提高信號的功率和幅度早期放大器電子管負阻特性固體反射放大器（隧道二極管和變?nèi)荻O管）速調管行波管磁控管微波放大器概述20世紀70年代晶體管器件SiSiGeGaAsInP(磷化銦)BJT(雙極結型管)頻率低功率大HBT(異質結雙極管)FET(場效應管)HEMT（高電子遷移率晶體管）FETHEMT微波晶體管的特點：耐用價格低可靠性高易于集成10W小時以上耐溫度加速度沖擊體積小微波放大器概述晶體管適用范圍：100GHz頻段以下小體積低噪聲系數(shù)寬頻段中小功率容量放大器的設計主要依賴于晶體管端口特性S參數(shù)等效電路模型X參數(shù)小信號大信號輸入輸出功率很小（LNA）輸入輸出功率較大（功率放大器）微波放大器概述晶體管基本知識

為了得到性能優(yōu)良的晶體管，必須保證管內(nèi)結構：

①.發(fā)射區(qū)相對基區(qū)要重摻雜；

②.基區(qū)要很窄（2微米以下）；

③.集電結面積要大于發(fā)射結面積。晶體管基本知識

當晶體管處在發(fā)射結正偏、集電結反偏的放大狀態(tài)下，管內(nèi)載流子的運動情況可用下圖說明(NPN管)。cICeIENPNIBRCUCCUBBRB15Vb

①.發(fā)射區(qū)向基區(qū)注入電子（發(fā)射區(qū)載流子濃度高，擴散作用）②.電子在基區(qū)中邊擴散邊復合（基區(qū)很薄，復合少，電流小）③.電子被集電區(qū)收集（集電結反偏，漂移作用）

IENIEP根據(jù)電荷守衡有ICN+IBN=IENICNIEP<<IEN，發(fā)射極電流IE≈IEN。形成基區(qū)復合電流IBN,為基極電流IB的主要部分

形成集電區(qū)收集電流ICN,為集電極電流IC的主要部分。

一.放大狀態(tài)下晶體管中載流子的傳輸過程晶體管基本知識

通過對管內(nèi)載流子傳輸?shù)挠懻摽梢钥闯觯诰w管中，窄的基區(qū)將發(fā)射結和集電結緊密地聯(lián)系在一起。從而把正偏下發(fā)射結的正向電流幾呼全部地傳輸?shù)椒雌募娊Y回路中去。這是晶體管能實現(xiàn)放大功能的關鍵所在。cICeIENPNIBRCUCCUBBRB15VbIBNIEPIENICN④.集電結少子漂移集電結反偏，兩邊少子飄移形成反向飽和電流ICBO。反向電壓很高，所有少子都參與導電，所以ICBO

不隨電壓變化。ICBO晶體管基本知識

二.電流分配關系

由以上分析可知，晶體管三個電極上的電流與內(nèi)部載流子傳輸形成的電流之間有如下關系：

可見，在放大狀態(tài)下，晶體管三個電極上的電流不是孤立的，它們能夠反映非平衡少子在基區(qū)擴散與復合的比例關系。這一比例關系主要由基區(qū)寬度、摻雜濃度等因素決定，管子做好后就基本確定了。cICeIENPNIBRCUCCUBBRB15VbIBNIENICNICBO晶體管基本知識

1.為了反映擴散到集電區(qū)的電流ICN與基區(qū)復合電流IBN之間的比例關系，定義共發(fā)射極直流電流放大系數(shù)為其含義是：基區(qū)每復合一個電子，則有個電子擴散到集電區(qū)去。值一般在20~200之間。

確定了值之后，可得式中稱為穿透電流cICeIENPNIBRCUCCUBBRB15VbIBNIENICNICBO晶體管基本知識這是今后電路分析中常用的關系式。

由于ICBO極小，在忽略其影響時，晶體管三個電極上的電流近似有：cICeIENPNIBRCUCCUBBRB15Vb晶體管基本知識根據(jù)上式，不難求得

2.為了反映擴散到集電區(qū)的電流ICN與射極注入電流IEN的比例關系，定義共基極直流電流放大系數(shù)為顯然，<1，一般約為0.97~0.99。cICeIENPNIBRCUCCUBBRB15VbIBNIENICN晶體管基本知識

由于和都是反映晶體管基區(qū)擴散與復合的比例關系，只是選取的參考量不同，所以兩者之間必有內(nèi)在聯(lián)系。由兩者的定義可得晶體管基本知識三.晶體管的放大作用晶體管基本知識晶體管有三個電極，通常用其中兩個分別作輸入、輸出端，第三個作公共端，這樣可以構成輸入和輸出兩個回路。實際中有共發(fā)射極、共集電極和共基極三種基本接法，如圖所示。共發(fā)射極共集電極共基極其中，共發(fā)射極接法更具代表性，所以我們主要討論共發(fā)射極伏安特性曲線。晶體管伏安特性

晶體管特性曲線包括輸入和輸出兩組特性曲線。這兩組曲線可以在晶體管特性圖示儀的屏幕上直接顯示出來，也可以用圖示電路逐點測出。

mAVViBiCUCCUBBRCRB＋－uBE＋－uCE＋－mA

實測的共射輸出特性曲線如圖下所示:一、共發(fā)射極輸出特性曲線共射輸出特性曲線是以iB為參變量時，iC與uCE間的關系曲線，即晶體管共發(fā)伏安特性臨界飽和線mAVViBiCUCCUBBRCRB＋－uBE＋－uCE＋－mAuCE/V5101501234iC/mA放大區(qū)40

A10

A0

A20

AIB=

30

AB＝－ICBOI截止區(qū)飽和區(qū)uCE=uBE在輸出特性曲線上可分為三個工作區(qū)，分別對應于晶體管的三種工作種狀態(tài)，即放大、截止和飽和狀態(tài)。晶體管共發(fā)伏安特性

特點：①.基極電流iB對集電極電流iC有很強的控制作用，即iB有很小的變化量ΔIB時，iC就會有很大的變化量ΔIC。反映在特性曲線上，為兩條不同IB曲線的間隔。1.放大區(qū)

條件：e結正偏（IB>0），c結反偏（uCE≥uBE）。uCE/V5101501234IB＝40

A30

A20

A10

A0

AB＝－ICBOiC/mAI放大區(qū)uCE=uBE為此，定義共發(fā)射極交流電流放大系數(shù)：晶體管共發(fā)伏安特性②②.

uCE變化對IC的影響很小。在特性曲線上表現(xiàn)為iB一定而uCE增大時，曲線僅略有上翹（iC略有增大）。

由于基調效應很微弱，uCE在很大范圍內(nèi)變化時IC基本不變。因此，當IB一定時，集電極電流具有恒流特性。原因：基區(qū)寬度調制效應（Early效應）或簡稱基調效應晶體管共發(fā)伏安特性臨界飽和線iC不受iB控制，表現(xiàn)為不同iB的曲線在飽和區(qū)匯集。uCE/V2401234IB＝40

A30

A20

A10

A0

A放大區(qū)iC/mA

2.飽和區(qū)管子飽和時，c、e間的電壓稱為飽和壓降，記作UCE(sat)。其值很小，深飽和時約為0.3~0.5V。uCE＝uBE飽和區(qū)條件：

e結正偏，c結正偏（uCE<uBE即臨界飽和線的左側）。特點：①.iB一定時，iC的數(shù)值比放大時小；由于c結正偏，不利于集電區(qū)收集電子，同時造成基區(qū)復合電流增大。因此：②.uCE一定而

iB增大時，iC基本不變。晶體管共發(fā)伏安特性

3.

截止區(qū)

當iB=0時，iC=ICEO=(1+)ICBO

。這時e結仍有正向受控作用，但對小功率管，ICEO很小，可以認為iB≤0時，管子截止。反映在特性上，即為iB≤0的曲線基本重合在水平軸上。對大功率管，由于ICEO很大，此時，為確保管子截止，e結必須反偏。條件：e結和c結均處于反偏。特點：三個電極上的電流均為反向電流，相當極間開路。晶體管共發(fā)伏安特性

共射輸入特性曲線是以uCE為參變量時，iB與uBE間的關系曲線，即

iB/

AuBE/V060900.50.70.930UCE=1

(2).在uCE≥1V的條件下，正向特性存在導通或死區(qū)電壓UBE(on)UBE(on)UCE>1輸入特性曲線有如下特點：

(1).uCE增大時曲線基本重合。

UBE(on)≈

0.6V，硅管，

UBE(on)

≈0.1V，鍺管晶體管共發(fā)輸入特性(3).當uCE=0時，晶體管相當于兩個并聯(lián)的二極管，所以b,e間加正向電壓時，iB很大。對應的曲線明顯左移。iB/

AuBE/V060900.50.70.930UCE≥1

(4)當uCE在0~1V之間時，隨著uCE的增加，曲線右移。特別在0<uCE≤UCE(sat)的范圍內(nèi)，即工作在飽和區(qū)時，移動量會更大些。

UCE＝0(5)當uBE<0時，晶體管截止，iB為反向電流。若反向電壓超過某一值時，e結也會發(fā)生反向擊穿。UCE>0晶體管共發(fā)輸入特性 綜上所述，晶體管是一種非線性導電器件，有三個工作區(qū)，對應三種不同的工作狀態(tài)：

⑴.放大狀態(tài)（iB>0，uCE≥uBE，即e結正偏，c結反偏）

特點：①.iC受iB控制，即IC=IB或△IC=β△IB

②.IB一定時，iC具有恒流特性。

⑵.飽和狀態(tài)（iB>0，uCE

<

uBE，即e結、c結均正偏）特點：①.

iC不受iB控制

②.三個電極間的電壓很小，相當短路，各極電 流主要由外電路決定。

⑶.截止狀態(tài)（iB<0，uCE≥uBE，即e結、c結均反偏）特點：①.

iC≈iB≈iE≈0

。

②.三個電極間相當開路，各極電位主要由外電路決定。

晶體管共發(fā)特性

晶體管的三種工作狀態(tài)，在實際中各有應用：

需要指出，使e結反偏而c結正偏時，這種狀態(tài)通常稱為反向放大（或倒置）狀態(tài)，在模擬電路中這種工作方式很少采用。當管子飽和時，相當開關閉合；當管子截止時，相當開關打開。

在構成放大器時，晶體管應工作在放大狀態(tài)；

用作電子開關時，則要求工作在飽和、截止狀態(tài)。即c極端和e極端之間等效為一受b極控制的開關，如圖所示。晶體管共發(fā)特性

一、電流放大系數(shù)1.共射極直流電流放大系數(shù)和交流電流放大系數(shù)β

2.共基極直流電流放大系數(shù)和交流電流放大系數(shù)

晶體管主要參數(shù)應當指出，β值與測量條件有關。一般來說，在iC很大或很小時，β值較小。只有在iC不大不小的中間值范圍內(nèi)，β值才比較大，且基本不隨iC而變化。因此，在查手冊時應注意β值的測試條件。尤其是大功率管更應強調這一點。

晶體管主要參數(shù)

二、極間反向電流

1.ICBO

ICBO指發(fā)射極開路時，集電極-基極間的反向電流，稱為集電極反向飽和電流。2.ICEO

ICEO指基極開路時，集電極-發(fā)射極間的反向電流，稱為集電極穿透電流。3.IEBO

IEBO指集電極開路時，發(fā)射極-基極間的反向電流。

三、結電容

結電容包括發(fā)射結電容Ce(或Cb′e)和集電結電容Cc(或Cb′c)。結電容影響晶體管的頻率特性。晶體管主要參數(shù)

四、晶體管的極限參數(shù)

1.擊穿電壓

U(BR)CBO指e極開路時，c-b極間的反向擊穿電壓。

U(BR)CEO指b極開路時，c-e極間的反向擊穿電壓。

U(BR)CEO<U(BR)CBO

U(BR)EBO指c極開路時，e-b極間的反向擊穿電壓。普通晶體管該電壓值比較小，只有幾伏。晶體管主要參數(shù)

2.集電極最大允許電流ICM

β與iC的大小有關，隨著iC的增大，β值會減小。ICM一般指β下降到正常值的2/3時所對應的集電極電流。當iC>ICM時，雖然管子不致于損壞，但β值已經(jīng)明顯減小。因此，晶體管線性運用時，iC不應超過ICM。晶體管主要參數(shù)

3.集電極最大允許耗散功率PCM

PCM與管芯的大小、材料、散熱條件及環(huán)境溫度等因素有關。PCM在輸出特性上為一條IC與UCE乘積為定值PCM的雙曲線，稱為PCM功耗線，如下圖所示。晶體管工作在放大狀態(tài)時，在c結上要消耗一定的功率，從而導致c結發(fā)熱，結溫升高。當結溫過高時，管子的性能下降，甚至會燒壞管子，因此有一個功耗限額。PC=IC·UCE晶體管主要參數(shù)uCEiC0工作區(qū)安全ICMPCMU(BR)CEO擊穿電壓U(BR)CEO

PCM=IC·UCE為了確保管子有效安全工作，使用時不應超出這一工作區(qū)。最大電流ICM晶體管主要參數(shù)

五.溫度對晶體管參數(shù)的影響溫度對晶體管的uBE、ICBO和β有不容忽視的影響。其中，uBE、ICBO隨溫度變化的規(guī)律與PN結相同，即溫度每升高1℃，uBE減小（2~2.5）mV；溫度每升高10℃，ICBO增大一倍。

溫度對uBE、ICBO和β的影響，其結果反映在輸出特性曲線上，表現(xiàn)為溫度升高曲線上移且間隔增大。

溫度對β的影響表現(xiàn)為，β隨溫度的升高而增大，變化規(guī)律是：溫度每升高1℃，β值增大0.5%~1%(即Δβ/βT≈(0.5~1)%/℃)。晶體管主要參數(shù)晶體管工作狀態(tài)及放大狀態(tài)下管型、電極的判別

一.工作狀態(tài)判別：放大狀態(tài)飽和狀態(tài)截止狀態(tài)放大狀態(tài)[舉例]

判別圖示中晶體管的工作狀態(tài)晶體管工作狀態(tài)二.

晶體管工作在放大狀態(tài)下管型、電極的判別1.根據(jù)放大管的電極電流判別規(guī)律：電流從e極流出，從b、c極流入，則為NPN管；電流從e極流入，從b、c極流出，則為PNP管；[舉例]

判別圖示中晶體管的管型、電極并確定β值。eee

b

b

b

c

c

cPNP型NPN型NPN型β=4.9/0.1=49β=1.98/0.02=99β=3/0.05=60晶體管工作狀態(tài)

2.根據(jù)放大管的電極電位判別

規(guī)律：e結電壓為0.7V時為硅管，0.3V時為鍺管；c極電位最高、e極電位最低，則為NPN管；

c極電位最低、e極電位最高，則為PNP管；eeeebbbb

c

c

c

c

硅PNP硅NPN鍺NPN鍺PNP[舉例]判別圖示中晶體管的管材、管型和電極。晶體管工作狀態(tài)晶體管工作狀態(tài)分析

由晶體管的伏安特性曲線可知，晶體管是一種復雜的非線性器件。在直流工作時，其非線性主要表現(xiàn)為三種截然不同的工作狀態(tài)，即放大、截止和飽和。在實際應用中，根據(jù)實現(xiàn)的功能不同，可通過外電路將晶體管偏置在某一規(guī)定的狀態(tài)。

因此，在晶體管應用電路的分析中，一個首要問題，便是晶體管工作狀態(tài)分析以及直流電路計算。晶體管工作狀態(tài)iBuBEIBQUBEQQICUCEQ

由外電路偏置的晶體管，其各極直流電流和極間電壓將對應于伏安特性曲線上一個點的坐標，這個點我們稱為直流(或靜態(tài))工作點，簡稱Q點。

IBUBEICQUCEQQQQQQ因此，對晶體管各極直流電流和極間電壓的計算通常又稱為工作點的計算。

晶體管直流模型CE0iCuiBuBE0UBE(on)UCE(sat)IB=00.7V(硅管)0.3V(鍺管)UBE(on)=0.5V(硅管)0.1V(鍺管)UCE(sat)=晶體管直流模型飽和狀態(tài)UBE=UBE（on）UCE=UCE(sat)放大狀態(tài)UBE=UBE(on)IC=β

IB

截止狀態(tài)IB=0，IC=0晶體管的三種工作狀態(tài)，可以分別用上述三個簡單電路模型等效，從而簡化晶體管直流電路的計算。舉例如下：模型模型晶體管直流模型

晶體管是否截止的判別方法:RBUBBUEERERCUCC可見，晶體管是否截止，是根據(jù)外電路所確定的各極電位，通過判斷而不是計算得出的。將晶體管接入直流電路，在通常情況下，圍繞晶體管可將電路化為圖示的一般形式。

由圖可知，若

UBB≤UEE+UBE(on)且UBB<UCC。

因IB=0或e結反偏，c結也反偏，故晶體管截止。

此時IB=IC=IE=0UBE=UBB－UEE，UCE=UCC－UEE晶體管工作狀態(tài)分析

若UBB>UEE+UBE(on)，則晶體管導通。是放大還飽和導通？

借助上式的結果，現(xiàn)在可對電路中的晶體管是處于放大還是飽和作出判別。？放大還是飽和的判別UBB-UEE-UBE(on)=IBQRB+(1+β)IBQRERBUBBRCUCCUEEREUBE(on)

IBRBUBBUEERERCUCC

現(xiàn)假定為放大導通，則直流等效電路：晶體管工作狀態(tài)分析RBUBBRCUCCUEEREUBE(on)

IB因為處于飽和狀態(tài)時，集電極電流所以在集電極回路，按ICQ計算UCE必然得出

若UCEQ≥UBE(ON)（硅管為0.7V鍺管為0.3V），則放大導通的假定成立，即晶體管處于放大狀態(tài)；若UCEQ<UBE(ON)，則晶體管處于飽和狀態(tài)。

方法1

按假定為放大導通求出的UCEQ，可作如下判斷：晶體管工作狀態(tài)分析根據(jù)該IB(sat)值，與前式算出的IBQ比較可作如下判斷：若IBQ

≤IB(sat)

，晶體管處于放大狀態(tài)；若IBQ>IB(sat)

，則晶體管處于飽和狀態(tài)。方法2假定晶體管臨界飽和，此時的最大集電極電流IC(sat)為

RBUBBUEERERCUCC晶體管工作狀態(tài)分析按以上方法判別，若晶體管處于放大狀態(tài)，則由式算出的結果有效，即為晶體管的直流工作點。若晶體管處于飽和狀態(tài)，則上式不再適用。此時按飽和狀態(tài)下的模型，得出如下管子飽和狀態(tài)時的直流等效電路：晶體管工作狀態(tài)分析由圖可列出如下方程組UBB－

UEE=IBQRB+UBE(on)+(IBQ+ICQ)REUCC－UEE=ICQRC+UCE(sat)+(IBQ+ICQ)RE顯然，求解IBQ和ICQ將是很繁瑣的。RBUBBRCUCCUEEREUBE(on)UCE(sat)如果晶體管是淺飽和，即IBQ不大，即IEQ

≈

ICQ，則ICQ的近似值可按下式估算：晶體管工作狀態(tài)分析一.放大狀態(tài)下晶體管中載流子的傳輸過程cICeIENPNIBRCUCCUBBRB15VbIENICN二.電流分配關系ICBO晶體管基礎知識小結 綜上所述，晶體管是一種非線性導電器件，有三個工作區(qū)，對應三種不同的工作狀態(tài)：

⑴.放大狀態(tài)（iB>0，uCE≥uBE，即e結正偏，c結反偏）

特點：①.iC受iB控制，即IC=IB或△IC=β△IB

②.IB一定時，iC具有恒流特性。

⑵.飽和狀態(tài)（iB>0，uCE

<

uBE，即e結、c結均正偏）特點：①.

iC不受iB控制，

②.三個電極間的電壓很小，相當短路，各極電 流主要由外電路決定。

⑶.截止狀態(tài)（iB<0，uCE≥uBE，即e結、c結均反偏）特點：①.

iC≈iB≈iE≈0

。

②.三個電極間相當開路，各極電位主要由外電 路決定。

晶體管基礎知識小結uCE/V5101501234IB＝40

A30

A20

A10

A0

AB＝－ICBOiC/mAI放大區(qū)飽和區(qū)截止區(qū)iB/

AuBE/V060900.50.70.930UCE1UBE(on)uCE＝uBE⑴.放大區(qū)（iB>0，uCE≥uBE，即e結正偏，c結反偏）⑵.飽和區(qū)（iB>0，uCE

<

uBE，即e結、c結均正偏）⑶.截止區(qū)（iB<0，uCE≥uBE，即e結、c結均反偏）≥晶體管基礎知識小結

⑴.放大狀態(tài)

特點：①.iC受iB控制，即IC=IB或△IC=β△IB

②.IB一定時，iC具有恒流特性。

⑵.飽和狀態(tài)特點：①.

iC不受iB控制，即

②.三個電極間的電壓很小，UBE=0.7V,UCE=0.5V,相當短路，各極電流主要由外電路決定。

⑶.截止狀態(tài)特點：①.

iC≈iB≈iE≈0

。

②.三個電極間相當開路，各極電位主要由外電 路決定。

三種工作狀態(tài)的特點：ICIB或β△ICβ△IB晶體管基礎知識小結iBuBEQuiibic交流放大原理（設輸出空載）假設在靜態(tài)工作點的基礎上，輸入一微小的正弦信號uiib靜態(tài)工作點iCuCEuce注意：uce與ui反相！共發(fā)射極放大原理uiiBiCuCEuo各點波形uo比ui幅度放大且相位相反共發(fā)射極放大原理結論：（1）放大電路中的信號是交直流共存，可表示成：雖然交流量可正負變化，但瞬時量方向始終不變（2）輸出uo與輸入ui相比，幅度被放大了，頻率不變，但相位相反。uituBEtiBtiCtuCEtuot共發(fā)射極放大原理iCuCEuo可輸出的最大不失真信號（1）選擇合適的靜態(tài)工作點ib共發(fā)射極放大原理iCuCEuoQ點過低→信號進入截止區(qū)稱為截止失真信號波形共發(fā)射極放大原理iCuCEuoQ點過高→信號進入飽和區(qū)稱為飽和失真信號波形截止失真和飽和失真統(tǒng)稱“非線性失真”共發(fā)射極放大原理場效應管基礎知識場效應管依柵極溝道結的類型分為：JFET（結型）、IGFET（絕緣柵）、MESFET（金屬—半導體界）。在微波頻段主要采用GaAsMESFET。N型砷化鎵(GaAs)半導體材料(或其他III-V族及II-VI族化合物，如磷化銦InP、碲化鎘CdTe、硒化鋅ZnSe等)場效應管基礎知識以高電阻率的半絕緣GaAs(接近于本征層)材料作襯底，在襯底上生長一層極薄的N型外延層，形成有源層溝道，在溝道上方制作源極(S)、柵極(G)和漏極(D)。源極和漏極的金屬與N型半導體之間形成歐姆接觸，柵極的金屬與N型半導體之間形成肖特基勢壘。圖中L為柵極的長度，d表示N型外延層的厚度，一般d<L/3。場效應管基礎知識在GaAsMESFET的漏極和源極之間加上正電壓UDS，將會有多數(shù)載流子(電子)從源極經(jīng)柵極到漏極形成電流ID。根據(jù)金半結的原理，柵極金屬與N型半導體接觸形成肖特基勢壘后，將在N型半導體中形成空間電荷層(耗盡層)，如果在柵極和源極之間加上負電壓UGS(柵壓)，使金半結處于反偏，空間電荷層將展寬，使溝道變窄，從而加大溝道電阻，減小ID。控制柵壓UGS可以改變耗盡層的寬窄，達到最終控制漏極電流ID的目的(壓控放大)。這就是金屬半導體場效應管的基本工作原理。場效應管基礎知識工作原理（源漏電壓電流關系）UGS=0。UDS=0時，整個器件處于平衡狀態(tài)，N區(qū)中只有平衡狀態(tài)下的空間電荷層，ID=0(在圖中位于坐標原點)。UDS>0時，多子漂移形成自漏極流向源極的電流ID。當UDS較小時，沒有對溝道形成影響，ID與UDS的關系是線性的。UDG相當于加在漏柵金半結上的反壓，隨著UDS的增大，反壓越大，靠近漏極端的耗盡層加厚，溝道變窄，電阻增大，電流隨電壓的增加變緩，所以ID與UDS關系曲線的斜率減小，曲線變彎。場效應管基礎知識工作原理（源漏電壓電流關系）繼續(xù)增加UDS使UDS=UP（夾斷電壓），導致在靠近漏極端處，溝道厚度減為零，溝道出現(xiàn)夾斷狀態(tài)。載流子到達夾斷點后在電場的作用下掠過耗盡層，所以電流并不截止。繼續(xù)增大UDS使UDS>UP，溝道被夾斷的范圍將擴大。UDS的增長主要加在較長的夾斷區(qū)上，使得夾斷點和源極之間的電場基本保持不變，溝道中的漂移電子流(與場強成正比)也基本保持不變，形成飽和電流。如果進一步加大UDS，將會發(fā)生柵結的雪崩擊穿，導致電流突然增大。場效應管基礎知識工作原理（源漏電壓電流關系）若UGS<0，在源、漏極間已經(jīng)存在一個固定反向偏壓，這時源、漏極間的電壓電流關系與UGS=0時的完全相似，只是由于存在反向偏壓，柵結的空間電荷區(qū)將展寬，使溝道比UGS=0時窄，電阻更大。當出現(xiàn)電流飽和時，漏電壓相應降低，飽和電流也減小。圖所示為以UGS為參變量的MESFET的源、漏極間電壓電流關系曲線族。同時，也可畫出在固定的UDS下的轉移特性曲線，UDS的值應取為大于夾斷電壓的UP值，即ID進入飽和狀態(tài)后的某一UDS值。場效應管基礎知識等效電路CGS是柵源部分的耗盡層結電容；CDG是柵漏部分的耗盡層結電容；Cd是溝道中電荷偶極層的電容，即疇電容，在一般簡化電路中往往忽略；RGS是柵源之間未耗盡層的溝道電阻；gD是漏極的微分電導，表示漏源電壓UDS對漏電流ID的控制，反映總的溝道電阻的作用，它與UDS和UGS都有關系；CDS是漏極和源極之間的襯底電容；RG、RS和RD分別為柵極、源極和漏極的串聯(lián)電阻；gm是MESFET的小信號跨導，gmUGS表示受控電流源。晶體管的微波指標頻率指標：在低頻下，晶體管電流放大系數(shù)β和α保持為一個定值，頻率提高到一定值時，其值會下降，如圖所示。基極交流短路電流放大系數(shù)的截止頻率fα表示α下降3dB時對應的頻率。發(fā)射極交流短路電流放大系數(shù)的截止頻率fβ表示β下降3dB時對應的頻率。特征頻率fT：晶體管共發(fā)電流放大系數(shù)β和場效應管共源極放大系數(shù)下降到1時的頻率。晶體管微波指標噪聲特性：波晶體管的噪聲主要來源于三個方面：由基極電阻群引起的熱噪聲；由發(fā)射極電流引起的散粒噪聲；由于IE分為IC和IB比例有起伏的分配噪聲。低頻時的閃爍噪聲在微波頻率下比較小，不起主要作用。當f>f2時，分配噪聲起主要作用，噪聲系數(shù)以近似6dB／倍頻程的速率上升。場效應管噪聲主要來源于兩個方面：熱噪聲、高場擴散噪聲和谷際散射噪聲。描述MESFET最小噪聲系數(shù)特性的常用近似表達式為MESFET的Fmin隨頻率的增長是近似線性的，速率為3dB／倍頻晶體管的微波指標噪聲特性：圖為MESFET噪聲系數(shù)F與漏電流ID/IDS的典型關系。可見：最小噪聲系數(shù)對應的ID約為0.1～0.2倍飽和漏電流值。最小噪聲與最大增益對ID要求的數(shù)值不同，使用時需根據(jù)具體情況合理選取。晶體管的S參數(shù)于S參量易于測量。在晶體管放大器中普遍應用。這時，將雙極晶體管和場效應管看成二端口網(wǎng)絡，可用S參數(shù)描述其外在特性，管子的S參數(shù)一般與以下條件有關。S參數(shù)與放大器連接形式有關，以共發(fā)、共源參數(shù)應用最多。與直流偏置有關。與頻率有關。規(guī)定Z0=50Ω，只是管子的特性，與Zs和ZL無關。晶體管的S參數(shù)a1，a2為歸一化入射波；b1，b2為歸一化反射波有源器件二端口網(wǎng)絡是非互易的，S21≠S12；S參數(shù)隨頻率、直流工作點變化。晶體管輸出端接匹配負載時，輸入端的電壓反射系數(shù)。晶體管輸入端接匹配負載時，輸出端的電壓反射系數(shù)。晶體管輸出端接匹配負載時，正向傳輸系數(shù)。晶體管輸入端接匹配負載時，反向傳輸系數(shù)。晶體管的S參數(shù)左圖：當頻率不太高時，BJT的S11和S22都是容性。頻率升高時，S11變?yōu)楦行浴ET的輸入輸出在較大范圍內(nèi)都是容性的。右圖：兩者S12都隨頻率的升高而增大，但FET的內(nèi)部反饋比BJT好，因此FET的工作穩(wěn)定性比BJT好。BJT的S21隨頻率的升高下降比較快，F(xiàn)ET的S21在1-12GHz變化很小。放大器的功率關系放大器的功率關系放大器輸入口入射功率：反射功率：放大器輸入功率：信號源資用功率：設信號源接匹配負載時歸一化入射波為as,則因此放大器輸入功率和信號源資用功率為放大器的功率關系負載輸入功率：設放大器輸出歸一化入射波為a0,則負載得到的輸入功率為a0是as經(jīng)輸入匹配網(wǎng)絡、晶體管、輸出匹配網(wǎng)絡后的結果放大器的功率關系那么源輸出信號as,到達負載的功率為當放大器輸出端共軛匹配時,放大網(wǎng)絡輸出資用功率網(wǎng)絡輸出資用功率只與網(wǎng)絡內(nèi)部參數(shù)有關，與負載無關 根據(jù)信號源阻抗Zs和負載阻抗ZL與網(wǎng)絡的關系,可以定義以下三個功率增益: (1)實際功率增益:負載吸收功率與二端口網(wǎng)絡輸入端吸收功率之比,與源阻抗無關,與負載阻抗有關,即

(2)資用功率增益:二端口網(wǎng)絡輸入資用功率與輸出資用功率之比,源端和負載端均共軛匹配,與源阻抗有關,與負載阻抗無關。它是放大器增益的最大潛力,即

放大器的功率關系

(3)轉換功率增益:負載吸收功率與二端口網(wǎng)絡輸入端的資用功率之比,與兩端阻抗都有關,即轉換功率增益GT在放大器設計中最為常用，它表示電路中加入放大器后負載上得到的功率比無放大器時得到的功率的增加倍數(shù)。資用功率增益GA為放大器增益的最大值功率增益GP為放大器實際工作時的增益放大器的功率關系放大器的功率關系放大器的功率關系放大器的功率關系放大器的功率關系當雙共軛匹配時才能達到傳輸功率最大GTmax放大器的功率關系82放大器的功率關系83放大器的功率關系84放大器的功率關系—單向化(單向化轉換增益)85放大器的穩(wěn)定性由于放大器件內(nèi)部S12產(chǎn)生的負反饋導致放大器工作不穩(wěn)定！86放大器的穩(wěn)定性87放大器的穩(wěn)定性穩(wěn)定條件兩者是分式線性關系由，得到|Гin|=1的圓映射到ГL平面上仍是圓放大器的穩(wěn)定性Гin復平面上的單位圓映射到ГL平面仍是圓，稱為S2圓S2圓將ГL平面分為兩部分，一部分為圓內(nèi)，另一部為圓外ГL=0時，Гin=S11，而|S11|<1是穩(wěn)定的，所以ГL平面上，S2所分的兩部分中，包含原點的那部分是穩(wěn)定的。放大器的穩(wěn)定性穩(wěn)定性判斷舉例：a，b是絕對穩(wěn)定，其他為潛在不穩(wěn)定放大器的穩(wěn)定性S2圓的圓心和半徑存在以下關系圖a的絕對穩(wěn)定條件是上式可推出穩(wěn)定系數(shù)放大器的穩(wěn)定性對于圖b的穩(wěn)定條件同樣可推出穩(wěn)定系數(shù)穩(wěn)定系數(shù)K>1是放大器穩(wěn)定的必要條件K>1時無法保證無條件穩(wěn)定，因為圖f也滿足K>1，但并非是絕對穩(wěn)定的還需加上充分條件r2>1，由此可推出絕對穩(wěn)定的充分必要條件是93放大器的穩(wěn)定性另一組穩(wěn)定條件，可通過同樣的分析方法，將|Гout|=1的圓映射到Гs平面上，稱為S1圓，同樣可推出穩(wěn)定充要條件放大器的穩(wěn)定性放大器兩端口絕對穩(wěn)定的充分必要條件為95放大器的穩(wěn)定性96放大器的穩(wěn)定性放大器的穩(wěn)定性98放大器的噪聲系數(shù)99放大器的噪聲系數(shù)100等噪聲系數(shù)圓101等噪聲系數(shù)圓102最大增益設計當放大管的輸入端共軛匹配時，即，Gs達到最大；當放大管的輸出端共軛匹配時，即，GL達到最大；當放大管輸入和輸出端同時滿足共軛匹配條件時，傳輸功率增益達到最大：某一頻點的增益達到最大！103最大增益設計

對于的情況，注意：（1）最大傳輸功率增益僅在放大管無條件穩(wěn)定時才具有意義；（因為K<1狀態(tài)下，無法同時實現(xiàn)源和負載的共軛匹配！）（2）對于條件穩(wěn)定的器件，最大穩(wěn)定增益（K=1狀態(tài)下所能實現(xiàn)的增益）104最大增益設計1051、意義：使增益小于最大增益，以增進帶寬，或者降低噪聲系數(shù)2、設計工具：需要借助等增益圓→給定固定增益Gs和GL對應的源反射系數(shù)Γs和負載反射系數(shù)ΓL的軌跡3、主要考慮討論單向放大器件的情況給定增益下的設計106給定增益下的設計1071、圓心位于幅角給出的直線上；2、最大增益點對應于點；3、0dB增益圓總是通過Smith圓圖的原點；4、可選擇的值不止一個；給定增益下的設計108給定增益下的設計109低噪聲放大器設計放大器是射頻與微波電路中最基本的有源電路模塊。常用的放大器有低噪聲放大器、寬頻帶放大器和功率放大器。本堂課討論低噪聲放大器的設計110放大器指標-噪聲系數(shù)與噪聲溫度111放大器指標-噪聲系數(shù)與噪聲溫度112放大器指標-功率增益113放大器指標-功率增益與噪聲系數(shù)114放大器指標-增益平坦度增益平坦度是指工作頻帶內(nèi)功率增益的起伏，常用最高增益與最小增益之差，即△G(dB)表示，如下圖所示。115放大器指標-工作頻帶考慮到噪音系數(shù)是主要指標，但是在寬頻帶情況下難于獲得極低噪音，所以低噪音放大器的工作頻帶一般不大寬，較多為20％上下。工作頻帶不僅是指功率增益滿足平坦度要求的頻帶范圍，而且還要求全頻帶內(nèi)噪音要滿足要求，并給出各頻點的噪音系數(shù)。116放大器指標-動態(tài)范圍117放大器指標-端口駐波比和反射損耗低噪聲放大器主要指標是噪聲系數(shù)，所以輸入匹配電路是按照噪聲最佳來設計的，其結果會偏離駐波比最佳的共扼匹配狀態(tài)，因此駐波比不會很好。此外，由于微波場效應晶體或雙極性晶體管，其增益特性大體上都是按每倍頻程以6dB規(guī)律隨頻率升高而下降，為了獲得工作頻帶內(nèi)平坦增益特性，在輸入匹配電路和輸出匹配電路都是無耗電抗性電路情況下，只能采用低頻段失配的方法來壓低增益，以保持帶內(nèi)增益平坦，因此端口駐波比必然是隨著頻率降低而升高。118微波放大器基本電路結構如果只關心放大器的外部特性，放大器可當作一個二端口網(wǎng)絡，其輸入、輸出之間的關系可表示為式中a1

、b1分別為輸入端口P1面上的歸一化入射波、反射波電壓；a2、b2分別為輸出端口P2面的歸一化入射波、反射波電壓。1191、增益與負載有關，輸入輸出匹配時輸出最大如果輸入匹配電路和輸出匹配電路使微波器件的輸入阻抗Zin和輸出阻抗Zout都轉換到標準系統(tǒng)阻抗Z0，即Zin=Z0，Zout=Z0（或

S=

1*，

L=

2*）就可使器件的傳輸增益最高。等噪聲圓和等增益圓120等噪聲圓和等增益圓2、輸入、輸出匹配時，噪聲并非最佳。相反有一定失配，才能實現(xiàn)噪聲最佳。對于MESFET（金屬半導體場效應晶體管）來說，其內(nèi)部噪聲源包括熱噪聲、閃爍噪聲和溝道噪聲。這幾類噪聲是相互影響的，綜合結果可歸納為本征FET柵極端口的柵極感應噪聲和漏極端口的漏極哭聲兩個等效噪聲源。這兩個等效噪聲源也是相關的，如果FET輸入口（即P1面）有一定的失配，這樣就可以調整柵極感應噪聲和漏極噪聲之間的相位關系，使它們在輸出端口上相互抵消，從而降低了噪聲系數(shù)。對于雙極型晶體管也存在同樣機理。根據(jù)分析，為獲得最小的FET本征噪聲，從FET輸入口P1面向信源方向視入的反射系數(shù)有一個最佳值，用

out表示。當改變輸入匹配電路使呈現(xiàn)

S=

out此時，放大器具有最小噪聲系數(shù)Nfmin，稱為最佳噪聲匹配狀態(tài)。121等噪聲圓和等增益圓輸入、輸出不匹配時，增益將下降。因為負載是復數(shù)，有可能在不同的負載下得到相同的輸出，經(jīng)分析在圓圖上，等增益線為一圓，這個圓叫等增益圓。當輸入匹配電路不能使信源反射系數(shù)

S和最佳反射系數(shù)

opt（噪聲系數(shù)最小時的反射系數(shù)）相等時，放大器噪聲將增大。由于

S是復數(shù)，不同的

S值有可能得到相同的噪聲系數(shù)，在圓圖上噪聲系數(shù)等值線為一圓，叫等噪聲圓。122等噪聲圓和等增益圓等噪聲源、等增益圓是我們設計輸入輸出匹配電路，尤其輸入匹配電路的依據(jù)。123低噪聲放大器設計原則和步驟在優(yōu)先滿足噪聲小的前提下，提高電路增益，即根據(jù)輸入等增益圓、等噪聲圓，選取合適的

S

，作為輸入匹配電路設計依據(jù)。輸出匹配電路設計以提高放大器增益為主，

out=Z0

（

L=

2*）滿足穩(wěn)定性條件結構工藝上易實現(xiàn)124低噪聲放大器設計原則和步驟依據(jù)：滿足規(guī)定的技術指標噪聲系數(shù)（或噪聲溫度）；功率增益；增益平坦度；工作頻帶；動態(tài)范圍2. 輸入、輸出為標準微帶線，其特征阻抗均為50

步驟：晶體管選擇電路形式和工作狀態(tài)穩(wěn)定性判斷設計輸入輸出匹配電路低噪聲放大器設計原則和步驟126匹配電路輸入匹配電路模塊 輸出匹配電路模塊低噪聲放大器一般不止一級，還有級間匹配電路模塊。127輸入匹配電路——要求要求：Zout=Zopt

out=

opt128輸入匹配電路——結構類型并聯(lián)導納型匹配電路阻抗變換型匹配電路129微帶電路拓撲結構的選擇原則（1）微波的高頻段，比如工作頻率在X波段或更高，宜選用微帶阻抗跳變式的阻抗變換器類，（2）對于微波的低頻段，例如S波段或更低端，宜選用分支微帶結構。（3）微波管輸入阻抗為容性時，此時s11處在史密斯圓圖下半平面，匹配電路第1個微帶元件宜用電感性微帶單元；反之，當s11處在史密斯圓圖上半平面時，宜用電容性微帶單元。（4）微波晶體管輸入總阻抗為低阻抗時，即s11處在史密斯圓圖第2、3象限，微帶變換器應采用高特性阻抗的微帶線；反之，s11處在史密斯圓圖第1、4象限時，為高輸入阻抗，微帶變換器宜采用低特性阻抗微帶線。130輸入匹配電路拓樸結構選擇原則以上介紹了微帶匹配電路的多種基本單元。應該注意的是，實際放大器都有一定的工作頻帶，不同頻率時微波管有不同的輸入阻抗（即s11）。從理論上講，一個頻率點上，復數(shù)阻抗可以匹配到實數(shù)信源阻抗，而整個頻帶內(nèi)多個頻率點的復數(shù)阻抗不可能都匹配到實數(shù)信源阻抗。因此，上述各種匹配電路形式往往是綜合運用的。根據(jù)上述原則，不同輸入阻抗（即不同的s11情況），微波管的適宜電路可歸納如圖6-8所示。圖中微帶線寬度表示了微帶線特性阻抗的高或低，線越寬表示特性阻抗越低。這里所指高特性阻抗是指高于50

而言，反之是指低于50

。具有不同s11的微波晶體管適宜的匹配電路結構131輸入匹配電路舉例132輸出匹配電路—基本要求輸出匹配電路的基本任務是把微波管復數(shù)輸出阻抗匹配到負載實數(shù)阻抗50

。圖6-12放大器輸出匹配電路輸出匹配電路應解決的目標有以下幾項。1、提高增益2、改善整機增益平坦度3、滿足放大器輸出駐波比4、發(fā)送放大器穩(wěn)定性133輸出匹配電路—提高增益輸出電路和輸入電路的區(qū)別僅是右端為實數(shù)負載。由于放大器具有一定寬度的工作頻帶，不可能全頻帶內(nèi)都達到共軛匹配，尤其是對于存在潛在不穩(wěn)定的微波管更不可能達到共軛匹配。因此輸出匹配電路設計的目標是在保持穩(wěn)定的前提下有盡可能高的增益。低噪聲放大器總增益至少要大于30dB，才能抑制掉后級電路設備噪聲的影響。有時低噪聲放大器后接數(shù)十米長電纜或后級設備噪聲很大，尤其在整機噪聲要求嚴格時，總增益要求都在40-50dB以上。當輸出電路與微波管達到共軛匹配時，即Zin=ZT*時，功率增益最高。134輸出匹配電路—改善增益平坦度微波晶體管的自身增益都是隨頻率升高而下降，下降比例大體上是每倍頻程下降6dB。放大器前兩級的主要目標是最佳噪聲匹配，因此頻帶內(nèi)功率增益隨頻率變化曲線是向右下傾斜，因而末級放大增益特性曲線必須向右上傾斜才能彌補整個放大器增益的不平度。如果增益不平度較大，而且末級還要照顧到駐波比指標，這就需要兩級甚至三級才能校正前級增益的下跌傾斜。這就是低噪聲放大器經(jīng)常包含4級或5級的原因。其實，如果只有噪聲這一項要求，放大器增益為40-50dB時，后級噪聲影響已完全不存在了。但是，為了增益平坦，必須級數(shù)較多，這時總增益可能要高達60-70dB。135輸出匹配電路—改善增益平坦度圖6-13（b）中的虛線是未加陷波電路時的頻帶特性，實線是加陷波器以后的頻帶特性。陷波電路只能適當調整頻帶形狀，它是電抗性單元，只能用于末級或末前級，不能用于前級。若用于前級，相位不合適時，會使輸入駐波比變壞，甚至放大器不穩(wěn)定。（a）陷波電路；（b）幅頻特性的改善。為獲得良好頻帶特性，有時要加陷波電路或吸收電路。陷波電路就是一段

g/4的終端開路微帶線，并聯(lián)在輸出電路任意處。

l是待吸收頻率的波長。136輸出匹配電路—輸出駐波比輸出駐波比的指標主要是靠輸出匹配電路解決。一般的微波管s22比s11要小些，所以比較容易達到良好匹配。匹配完善時，輸出駐波比很小，但增益又成為向右上傾斜，因此要兼顧這兩項指標。如果是5級放大器，末級可以只考慮駐波比，而增益平坦度指標由末前2級承擔。137輸出匹配電路—改善穩(wěn)定性通過對R阻值和分支微帶特性阻抗Zr的調整，可以控制頻帶形狀和對增益壓縮的大小，這樣就能使傾斜增益得以校正，而且對帶外增益抑制更多。由于有阻性損耗，就比純電抗匹配法對駐波比的影響小，更有利于改善輸出駐波比。有耗網(wǎng)絡匹配方法，將對放大電路引入電阻熱噪聲，因此只能用于輸出電路，不能用于前級。用有耗匹配電路改善穩(wěn)定性前述匹配電路大都是電抗性匹配。如果加入電阻就形成有耗匹配，例如圖所示。在主微帶線上并聯(lián)電阻R，電阻R后面再接一段

u/4的微帶線，微帶線終端通過電容C構成微波接地。

u是頻帶內(nèi)高端頻率fu的波長。在頻率fu時，由于

u/4的作用，電阻無損耗；在頻率低于fu時，相當于在主線上并聯(lián)一個包含電阻損耗的分支電路。頻率偏離fu越多，損耗越大，增益就越低。138級間匹配電路—基本要求其基本任務是使后級微波管輸入阻抗與前級微波管輸出阻抗匹配，以獲得較大增益。在達到級間共軛匹配時應有Zin=ZT1*Zout=ZT2*放大器的級間匹配電路由于級間匹配電路是電抗性匹配，它的輸入和輸出必然同時達到共軛匹配。如果級間電路是第1級微波管后面的電路，除了增益匹配之外，對它還有兩個要求：（1）按低噪聲設計，使第2級要有足夠低的噪聲（2）要兼顧第1級輸入駐波比。139級間匹配電路—第二級按LNA設計第二級按低噪聲設計，使第2級要有足夠低的噪聲隨著技術的進步，第一級微波放大的噪聲越來越低。相對來說，第2級噪聲對整機的噪聲附加值愈加突出。舉例來看，具體參數(shù)是：第1級噪聲溫度 T1=25K（FdB=0.36dB）第1級相關增益 G1=12（G=11dB）第2級噪聲溫度 T2=120K（FdB=1.5dB）整機噪聲溫度 T=25+120/12=35K這時整機噪聲溫度增大10K，即增大了40%。若第2級按低噪聲設計，使T2'=40K，整機噪聲溫度T'=25+40/12=28.3K，此時整機噪聲溫度僅增大3.3K。因此，對于要求較高的低噪聲放大器，必須第2級也按低噪聲設計。140級間匹配電路—第二級設計時兼顧第1級輸入駐波比第1級設計在最佳噪聲匹配狀態(tài)下，放大器輸入駐波比一定不很好。利用微波管反向傳輸系數(shù)s12有可能適當調正第1微波管的輸入反射系數(shù)

o1，見圖6-10中標注。反射系數(shù)

o1是式中，

1=(Zin-Z0)/(Zin+Z0)是級間匹配電路輸入反射系數(shù)；Z0=50

。在級間匹配電路設計時，使之略有失配，

1的變化將改變

o1（公式6.27），而

o1又將引起放大器輸入駐波比的變化。只要得到合適的

o1，即可適當改善放大器輸入駐波比。但也應該知道，通過s12的反饋，由于受到相位和衰減影響，僅能對放大器駐波比略有改善，不可能改善很多。141級間匹配電路—典型的幾種級間匹配電路142四級LNA電路舉例圖出一個完整的C波段低噪聲放大器微波電路。為了便于分析，圖中未畫出偏置電壓的引線和電源部分的電阻電容元件。四級低噪聲放大器微帶電路第1級FET按最佳噪聲要求設計。第2級也是最佳噪聲設計。第3級和第4級用直接移相線段作級間匹配電路。143四級LNA電路舉例-微帶電路部分第1級FET按最佳噪聲要求設計。為了改善穩(wěn)定性，在FET的兩個源極和地之間各串聯(lián)一段微帶線構成串聯(lián)負反饋。負反饋微帶接地方式是在基片上打孔，基片是聚四氟乙烯纖維板，孔壁金屬化后與底面金屬地層接通。柵偏壓由扇線短路點引入，短路點上焊裝了穩(wěn)定電阻，用以抑制頻帶外過高增益，增加放大器的穩(wěn)定性。主微帶線兩側各加有一排方形小塊，是微調小島。可用焊錫把一部分小島聯(lián)通，用以改變主微帶線寬度。微調小島一般置于電路敏感度高的地方，可用來微調電路，從而可補償有源元件和焊裝的工藝參數(shù)離散性。第2級也是最佳噪聲設計。第1級和第2級之間用兩個分支電路進行匹配。第2級FET也加了源極串聯(lián)負反饋。兩根細微帶都是偏置電流引入線。開路分支頂端有一排小島，可用來微調分支微帶長度。第3級和第4級用直接移相線段作級間匹配電路。這兩級采用另一種型號的FET，未加負反饋。電路中的橫向縫隙是直流斷開點，用于焊裝隔直流電容器。C波段隔直流電容常用20-100pF片式電容器。電容器在焊裝前都要用微波網(wǎng)絡分析儀測量其微波S參數(shù)，以確保隔直流電容器在工作頻段內(nèi)損耗足夠小。144低噪聲放大器版圖示例圖是光刻工藝完成的原始電路板，尚未焊裝FET和直流供電電路元件。白色是微帶線條，各黑色小點是通孔，孔壁金屬化與地板導通。主微帶電路正中部位的縫隙處焊接微型隔直流電容，左右兩個正方小空間焊裝微波晶體管。圖6-18低噪聲放大器微帶版圖實例圖給出了一個兩級低噪聲放大器微帶版圖實例。此放大器用于微波中繼通信站接收設備前端，頻率為f=3.7~4.2GHz；包含鐵氧體器損耗的噪聲系數(shù)為1dB；功率增益G=23

0.5dB。145放大器外盒與機械結構盒體常用鋁合金整體壓鑄造成形，單件試制時有時用鋁材銑挖成盒。盒內(nèi)寬度A是個關鍵尺寸，必須滿足式中

H是工作頻段高端頻率的波長。為進一步減小每級之間的耦合，各級之間加有金屬隔板，隔板置于微波管的位置上，隔板下面有凹槽，騎在微波管上。微波放大器盒體結構 功率放大器147功率放大器主要指標-工作頻帶工作頻帶是指放大器應滿足全部性能指標的連續(xù)頻率范圍。硅雙極型晶體管功率放大器和硅金屬氧化物場效應管功率放大器的工作頻率是從300MHz到4GHz（注：以上數(shù)據(jù)是1995年前水平），砷化鎵場效應管功率放大器的工作頻率是從一GHz到幾十上百GHz。148功率放大器主要指標-輸出功率1．飽和輸出功率當功率放大器的輸入功率加大到某一值后，再加大輸入功率并不會改變輸出功率的大小，該輸出功率稱為功率放大器的飽和輸出功率。2．1dB壓縮點輸出功率P1dB功率放大器增益壓縮1dB所對應的輸出功率稱為1dB壓縮點輸出功率，記作P1dB。149功率放大器指標-功率效率和功率附加效率150功率放大器主要指標-交調失真151功率放大器主要指標-三階交調152功率放大器主要指標-三階交調153功率放大器主要指標-二階交調(1)二階交調系數(shù)兩個角頻率為

1和

2的等幅基波信號同時輸入微波功率放大器時，非線性引起的二階交調（

2

1）失真。此外，在窄帶系統(tǒng)中，二階交調分量偏離基波信號頻率較遠，可以采用濾波技術減小它對系統(tǒng)的影響，故設計窄帶功率放大器時并不考慮這一項技術指標。而在多信號寬帶傳輸系統(tǒng)（如電纜電視系統(tǒng)）中，二階交調產(chǎn)物是落在信號通道內(nèi)，此時，無法用濾波器去減小它對系統(tǒng)的影響，因此，設計寬帶功放時必須考察這一項技術指標。二階交調系數(shù)式中P2'——頻率為

2

1的二階交調功率；

P1和P2——對應角頻率

1和

2的信號輸出功率。因此，在多信號寬帶傳輸系統(tǒng)中，二階交調系數(shù)也是功率放大器非線性的一項重要指標，它的大小取決于電路結構及其工作狀況。154功率放大器主要指標-二階交調二階交調交截點：同三階交調交截點一樣，二階交調交截點是二階交調特性延長線與基波信號輸出功率特性延長線的交點。用符號IP2表示。二階交調產(chǎn)物與基波信號輸入功率呈2:1(dB)變化關系，即基波信號輸入功率增加1dB，使二階交調系數(shù)惡化2dB。155功率放大器主要指標-調幅調相轉換1．調幅-調相效應：大信號通過微波功率放大器時，輸出信號會產(chǎn)生相移，相移大小隨輸入信號功率的大小而變化，這種現(xiàn)象稱之為調幅-調相效應。微波功率放大器可以看成是一個三階非線性系統(tǒng)，它的載波輸出信號同時含有一階及三階成分 式中

s：基波信號的角頻率；k1和k3：非線性系統(tǒng)的一階和三階系數(shù)；A：基波輸入信號幅度。如果電路中包含容性非線性元件，則一階和三階系數(shù)之間就有相位差（既不是0

，也不是180

）。載波輸出信號的相位與輸入信號幅度有關。顯然，調幅-調相效應是增益壓縮直接表現(xiàn)的結果，增益壓縮得越厲害，調幅-調相效應就越強，電路進入飽和狀態(tài)后，調幅-調相效應將非常嚴重。在通信系統(tǒng)及圖象傳輸系統(tǒng)中，調幅-調相效應的存在，會使群時延失真，微分相位、微分增益和交調失真變壞。因此希望盡可能減小功率放大嚦嚦的調幅—調相效應。156功率放大器主要指標-調幅調相轉換157功率放大器主要指標-諧波失真158功率放大器主要指標-輸入輸出駐波比大功率管的輸入阻抗和輸出阻抗都很低，BJT的輸入阻抗實部只有幾個歐姆，與50

系統(tǒng)失配得比較厲害。而MESFET的輸入阻抗較高，與50

系統(tǒng)失配得也很大，失配嚴重時，會損壞功率管。輸入、輸出駐波比變壞還會使系統(tǒng)的增益起伏和群遲延變壞，因此功率放大器的輸入、輸出駐波比應該滿足一定要求。在大容量數(shù)字通信系統(tǒng)中，功率放大器的輸入、輸出駐波比取1.2:1，而在一般系統(tǒng)中，功率放大器的輸入、輸出駐波比可以取到2:1。它也是設計微波功率放大器時必須考慮的一項技術指標。159功率放大器主要指標-增益平坦度1．增益平坦度：增益平坦度是一項普通指標，它說明功率放大器增益在一定頻率范圍內(nèi)的變化大小。160功率放大器主要指-寄生雜波仔細地設計和充分地試驗就可以把寄生雜波減到最小，但是要把所有可能引起寄生雜波的條件合在一起去同時檢驗是不可能的。例如，濾波器在工作頻帶內(nèi)匹配性能較好，同時在帶外恰好是嚴重失配，這種情況就比較復雜，也不好模擬。如果懷疑系統(tǒng)存在寄生雜波，最好先檢查功率放大器。圖7-3諧波及寄生雜波寄生雜波是系統(tǒng)中不需要的那些信號，是功率放大器放大過程中引起的一種信號失真，它與輸入信號不是諧波關系，如圖所示。這些寄生雜波絕大部分是在高驅動電平或輸入與輸出嚴重失配時出現(xiàn)的。161功率放大器主要指-寄生雜波無寄生雜波動態(tài)范圍無寄生雜波動態(tài)范圍是在這個輸入功率范圍內(nèi)，系統(tǒng)中將不存在寄生雜波。無寄生雜波動態(tài)范圍的最大功率主要取決于系統(tǒng)的增益、三階交截點和噪聲電平；而最小功率主要取決于噪聲系數(shù)和噪聲帶寬。這個范圍可以確保從放大器輸出的信號不會有任何失真。為了實現(xiàn)一個較好的無寄生雜波動態(tài)范圍，要求功率放大器噪聲盡可能小，三階交截點盡可能高。然而低噪聲器件的輸出功率較低，而高功率器件的噪聲系數(shù)較大，需要折衷考慮。3．技術指標寄生雜波是以載波參考電平，以dBc為單位。一般要求在–60dBc以下。162功率放大器主要指-微波輻射大功率放大器的微波輻射將直接干擾系統(tǒng)的正常工作。產(chǎn)生微波輻射的主要原因是功率放大器的屏蔽不好，也可能是連接用的電纜外導體屏蔽性能不好或者接頭安裝不好等原因而引起的泄漏。因此在設計功率放大器時要注意接頭的安裝，結構設計要有良好的屏蔽性能，電纜應選用屏蔽性能較好的產(chǎn)品。163功放分類微波晶體管功率放大器工作狀態(tài)與低頻晶體管功率放大器一樣，有A類、B類、AB類及C類四種工作狀態(tài)，目前還出現(xiàn)開關型的D、E類。164功放分類（1）A類工作狀態(tài)功率放大器在信號周期內(nèi)始終存在工作電流，即導通角為360

。A類功率放大器的優(yōu)點是線性好、失真小，較好的噪聲系數(shù)，。它的缺點是效率不高（理論極限50%，實際在30%以下）、較大的熱損耗和尺寸大。165功放分類（2）B類工作狀態(tài)功率放大器在信號周期內(nèi)只有半個周期存在工作電流，即導通角

為180

。它的理論效率可達78.5%，實際在60%左右。圖7-14乙類功放的交越失真166功放分類(3)AB類工作狀態(tài)（介于A類和B類之間）AB類功放的優(yōu)點是輸出功率功率較大，可以高達幾千瓦，有較高的效率，尺寸緊湊，線性也比較好，失真小，工作溫度較低，因而可靠性也高，用得比較廣泛。167功放分類C類功放的優(yōu)點是效率非常高，尺寸緊湊，輸出功率高，可達幾千瓦，工作溫度比乙類還要低，可靠性較高，在要求失真不嚴的系統(tǒng)中得到廣泛應用。它的最大缺點是動態(tài)范圍非常窄，只能在0dB到6dB范圍內(nèi)變化，如果信號減小到額定電平以下，C類功放將呈現(xiàn)急劇變化的趨勢。（3）C類工作狀態(tài)功率放大器在信號周期內(nèi)存在工作電流的時間不到半個周期，即導通角

小于180

。理論效率可達100%。168匹配電路成功地設計固態(tài)微波功率放大器的關鍵是設計阻抗匹配網(wǎng)絡。在任何一個微波功率放大器設計中，錯誤的阻抗匹配將使電路不穩(wěn)定，同時會使電路效率降低和非線性失真加大。在設計功率放大器匹配電路時，匹配電路應同時滿足匹配、諧波衰減、帶寬、小駐波、線性及實際尺寸等多項要求。當有源器件一旦確定后，可以被選用的匹配電路是相當多的，企圖把可能采用的匹配電路列成完整的設計表格幾乎是不現(xiàn)實的。設計單級功率放大器主要是設計輸入匹配電路和輸出匹配電路；設計兩級功率放大器除了要設計輸入匹配電路和輸出匹配電路外，還需要設計級間匹配電路。169輸入匹配電路和輸出匹配電路輸出匹配電路輸出匹配電路主要應具備損耗低，諧波抑制度高，改善駐波比，提高輸出功率及改善非線性等功能。①諧波抑制。功率放大器的非線性特性使輸出不僅包含基波信號，同時還存在各項諧波，諧波幅度大小與基波信號大小呈一定的比例關系。在大功率放大器中，由于基波功率比較大，因此諧波功率也比較大，特別是2次諧波和3次諧波，它們對系統(tǒng)的影響是不可忽略的。為了減小諧波功率輸出，通常輸出匹配電路采用低通結構或帶通結構。在采用帶通結構時，應消除寄生通帶的影響。當要求諧波輸出非常小，單靠上述匹配電路是不能滿足對諧波的抑制，還需要加帶阻濾波網(wǎng)絡。②改善駐波比。功率放大器匹配電路設計不完善會使功率放大器輸出駐波比較大，因此會加大帶內(nèi)增益起伏，產(chǎn)生寄生信號，嚴重時會產(chǎn)生自激振蕩和燒毀功率管。因此，在設計輸出匹配電路時必須使駐波比較小。170輸入匹配電路和輸出匹配電路輸出匹配電路③低損耗。在