ByDQATerryWang2010-02-01Agenda目錄一、傳統二極管整流電路面臨的問題開關電源損耗主要來源在低壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導通壓降較高，輸出端整流管的損耗尤為突出?？旎謴投O管（FRD）或超快恢復二極管（UFRD）可達1.0～1.2V，即使采用低壓降的肖特基二極管（SBD），也會產生大約0.6V的壓降，這就導致整流損耗增大，電源效率降低。功率開關管高頻變壓器輸出端整流管SBD(UF=0.4V)Uo(V)53.30.8PF/Po=UF/Uo(%)81250功率MOSFET（UF=0.1)Uo(V)3.31.81.5PF/Po=UF/Uo(%)35.556.66公式推導:忽略輸出整流電路的開關損耗時,則PF/PO=UFIF/UOIO.

其中PF與PO分別為SBD的功耗及DC/DCPWM轉換的輸出功率.對于某些整流電路,如中點抽頭全波整流電路,有IF=IO則有PF/Po=UF/Uo.即UF/Uo反映了功率比PF/Po的大小.典型MOS管與SBD導通壓降比較同步整流技術概念同步整流管體內也有寄生二極管,其反向恢復電流引起的開關損耗

取決于當AK間電壓變負向的時候運載電流大小,功率MOS管屬于壓控型器件,在導通時的伏安特性呈線性關系。作整流器用的功率MOS管,要完成整流功能,柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步，即具有同步整流特性同步整流技術特點2.高效整流特性1.同步整流特性三、同步整流的基本原理左圖1為常用SR電路,其中VM1、VM2為功率MOS管.VD1、VD2為SBD.VM1、VD1組成SR1整流管;VM2、VD2組成SR2續流管.工作過程如下:當主開關管VM關斷時,驅動1和2給出信號,使VM2導通,VM1關斷,VM2起續流作用:當VM導通時,VM2關斷,VM1開通,VM1起整流的作用.由于驅動信號傳遞和VM1、VM2柵極電壓達到閾值電壓Uth需要一定時間(死區時間),該時間內VM1和VM2尚未開通,則VD1和VD2分別導通或共同導通,以便提供電流通路基本原理根據SR工作原理,同步整流網絡的功率損耗主要包括:①VD1和VD2的導通損耗;②VD1和VD2的反向恢復損耗;③VM1和VM2的導通損耗;④VM1和VM2的驅動損耗當開關頻率>1MHz時,VM1和VM2的柵極驅動損耗占整流網絡總損耗的主要部分;而開關頻率<1MHz時,VM1和VM2的導通損耗占主導地位。低頻情況下,應盡量減小VD1和VD2的導通時間,或消除VD1和VD2的導通,則電源效率會顯著提高.而達到這一目的,關鍵是優化VM1和VM2的驅動波形,使其接近于方波,能快速地導通或關斷VM1和VM2.VM1和VM2理想驅動波形如左圖2.其中Uth1和Uth2分別為VM1和VM2的閾值電壓(一般nchannelMOS管的為0.6V~1.4V).四、同步整流的類別和說明根據功率MOS2SR驅動形式的不同,得到如下同步整流器的分類圖。它激式自激式交叉式感應式正激有源鉗位式正激諧振復位式正激多諧振式電流感應式電壓感應式√√交叉式同步整流器(CrossSR)定義:交叉式SR因為SR1、SR2的柵極和漏極通過主變壓器交叉聯接而得名.其特點:

SR管的驅動網絡簡單,利用主變壓器次級的電壓來實現SR管的開通與關斷,無需附加驅動器和附加變壓器。三種SR拓撲：根據變壓器的去磁復位方式有:①正激諧振復位式(FRR);②正激有源鉗位復位式(FACL);③正激多諧振復位式(FMRC).圖5a利用主變壓器的諧振復位原理:當開關頻率超過一定范圍(如500kHz),通過適當調整主變壓器的勵磁電感Lm,則Lm與開關管的寄生參數(如:輸出電容Co)諧振的同時,使主變壓器磁通復位.主變壓器的復位時間Treset和諧振峰值Um受開關器件的寄生參數Co的影響,對策是在SR1管漏源極間并聯一個合適的電容,以便適當降低諧振頻率,使Um減小,Treset增大。C1的最優值是使Usec在主開關VMm開通時刻恰好回到零圖5cSR管的驅動是諧振方式,其特點:①驅動損耗小(較適用于1MHz以上的變換器);②變換器效率低(其驅動波形與理想波形相差較大,肖管導通時間長(約為20%TS);③電壓應力大,在500kHz以下無優勢可言;④只能采用調頻控制。四、同步整流的類別和說明感應式同步整流器(SensingSR)背景:

CrossSR的工作原理是利用主變壓器次級電壓Usec驅動SR管工作的,因而CrossSR的性能受Usec制約,可歸納為:①Usec峰值應滿足SR管的安全范圍,Uth<Usec<UGS(break).②CrossSR不能消除SBD的導通.即便是SR管驅動波形最好的FACLSR,肖特基二極管亦會導通,因其驅動波形不是方波.③當變換器是電流型輸入、容性負載時,SR管的驅動信號不便從主變壓器次級取出.因Usec的值主要由整流環節的狀態決定.④Cross2SR在非隔離式變換器中不適用.VS2SR基本單元的工作原理:比較器1和比較器2的輸出脈沖送到鑒相器3,若1的脈沖沿領先于2的脈沖沿,表明MOS管開通太早,此時3的D端輸出,定時器4的輸入電容Cin放電,則4的延時增長,以消除1對2的領先;若2的脈沖沿領先于1的脈沖沿,表明MOS管開通被延遲,此時3的U端輸出,Cin充電,則4的延時縮短,以消除2對1的領先.經過上述的自動時延調整,就能實現“過零工作條件”,消除肖特基管的導通和反向恢復.目前該模塊已芯片化.四、同步整流的類別和說明電壓感應式同步整流器(VSSR)源于電流感應式同步整流器(CSSR).所謂CSSR是指SR管的驅動環節利用功率MOS整流管自身的電流狀態來決定是否給出驅動信號,其原理如圖6所示.CR2SR適用于電流型輸入容性負載的開關變換器。16.5W同步整流式DC／DC電源變換器的設計如下電路是一種正激/隔離式16.5WDC／DC電源變換器,其方案采用DPA－Switch

:DPA424R,DCIN36～75V,輸出為3.3V/5A,輸出功率為16.5W.采用400kHz同步整流技術,顯著降低了整流器的損耗.當VIN為48V時,電源效率η=87％.該變換器具有完善的保護功能:包括過電壓／欠電壓保護,輸出過載保護,開環故障檢測,過熱保護,自動重啟動功能、能限制峰值電流和峰值電壓以避免輸出過沖與分立元器件構成的電源變換器相比,可簡化電路設計:由C1、L1和C2構成輸入端的電磁干擾（EMI）濾波器，可濾除由電網引入的電磁干擾。R1用來設定欠電壓值（UUV）及過電壓值（UOV）,取R1=619kΩ時,UUV=619kΩ×50μA＋2.35V=33.3V,UOV=619kΩ×135μA＋2.5V=86.0V.當輸入電壓過高時R1還能線性地減小最大占空比,防止磁飽和R3為極限電流設定電阻,取R3=11.1kΩ時,所設定的漏極極限電流I′LIMIT=0.6ILIMIT=0.6×2.50A=1.5A.電路中的穩壓管VDZ1（SMBJ150）對漏極電壓起箝位作用,能確保高頻變壓器磁復位該電源采用漏－源通態電阻極低的SI4800型功率管做整流管,其UDS(max)=30V,

UGS(max)=±20V,Idmax=9A（25℃）或7A（70℃）,峰值漏極電流可達40A,最大功耗為2.5W(25℃)或1.6W(70℃).SI4800的導通時間tON=13ns(包含導通延遲時間td(ON)=6ns,上升時間tR=7ns)關斷時間tOFF=34ns(包含關斷延遲時間td(OFF)=23ns,下降時間tF=11ns),跨導gFS=19S.工作溫度范圍是－55～＋150℃.SI4800內部有一只續流二極管VD，反極性地并聯在漏－源極之間（負極接D,正極接S）,能對MOS功率管起到保護作用.VD的反向恢復時間trr=25ns。五、典型電路實例分析功率MOS管與雙極型晶體管不同,其柵極電容CGS較大,在導通之前首先要對CGS進行充電,僅當CGS上的電壓超過柵－源開啟電壓〔UGS(th)〕時,MOS管才開始導通.對SI4800而言,UGS(th)≥0.8V.為了保證MOS管導通,用來對CGS充電的UGS要比額定值高一些.而且等效柵極電容也比CGS高出許多倍。SI4800的柵－源電壓（UGS）與總柵極電荷（QG）的關系曲線如圖7所示.由圖7可知QG=QGS＋QGD＋QOD（1）式中：QGS為柵－源極電荷；QGD為柵－漏極電荷，亦稱米勒（Miller）電容上的電荷；QOD為米勒電容充滿后的過充電荷。當UGS=5V時,QGS=2.7nC,QGD=5nC,QOD=4.1nC,代入式（1）中,總柵極電荷QG=11.8nC.等效柵極電容CEI等于總柵極電荷除以柵－源電壓,即CEI=QG／UGS（2）將QG=11.8nC及UGS=5V代入式（2）中,可計算出等效柵極電容CEI=2.36nF.需要指出，等效柵極電容遠大于實際的柵極電容（即CEI>>CGS）,因此,應按CEI來計算在規定時間內導通所需要的柵極峰值驅動電流IG（PK）.IG（PK）等于總柵極電荷除以導通時間.即IG=QG／tON（3）將QG=11.8nC，tON=13ns代入式（3）中，可計算出導通時所需的IG(PK)=0.91A。同步整流管V2由次級電壓來驅動，R2為V2的柵極負載。同步續流管V1直接由高頻變壓器的復位電壓來驅動，并且僅在V2截止時V1才工作。當肖特基二極管VD2截止時，有一部分能量存儲在共模扼流圈L2上。當高頻變壓器完成復位時，VD2續流導通，L2中的電能就通過VD2繼續給負載供電，維持輸出電壓不變。輔助繞組的輸出經過VD1和C4整流濾波后，給光耦合器中的接收管提供偏置電壓。C5為控制端的旁路電容。上電啟動和自動重啟動的時間由C6決定。輸出電壓經過R10和R11分壓后，與可調式精密并聯穩壓器LM431中的2.50V基準電壓進行比較，產生誤差電壓，再通過光耦合器PC357去控制DPA424R的占空比，對輸出電壓進行調節。R7、VD3和C3構成軟啟動電路，可避免在剛接通電源時輸出電壓發生過沖現象。剛上電時，由于C3兩端的電壓不能突變，使得LM431不工作。隨著整流濾波器輸出電壓的升高并通過R7給C3充電，C3上的電壓不斷升高，LM431才轉入正常工作狀態。在軟啟動過程中，輸出電壓是緩慢升高的，最終達到3.3V的穩定值。五、典型電路實例分析六、同步整流的功率MOSFET最新進展同步整流驅動器SP6019是一顆智能型的控制IC，其能夠模擬整流管的開關時序，在搭配SRMosfet(低導通電阻)以節省在整流回路上的損耗。SP6019的同步信號是抓取SRMosfet上的泄極到源極的電壓信號(Vds)，再透過內部的dV/dt的負緣判斷電路來啟動SP6019的動作開啟點，這樣的判斷方式可以容易的讓SP6019使用于不連續的工作模式(DCMmode)。SP6019內部有預測式控制判斷電路，可以讓SP6019輸出驅動信號于二次測的續電流結束前提前截止。還可利用外接電容可以調整提前截止的時間(死區時間deadtime)以避免SRMosfet交越。2.同步驅動工作原理七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流設計分析設計原理圖七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流設計分析3.1輸入電壓與輸入電壓拴鎖：若SP6019Pin7Vdd串接5.1R其工作電壓可工作10.5~16V間，最大的靜態輸入電壓為17V；建議在輸入電壓端點對地并接電容10uf，當SRMosfet越多時所需的外掛電容值越大.輸入電壓拴鎖為拴鎖啟動電壓,約為10.5V左右。3.2同步信號的抓?。篠P6019是抓取SRMosfet上的泄極到源極的電壓信號(Vds)，且PIN8SYNC內部箝制電壓約為5V、所以我們利用兩個電阻來線性分壓取得同步信號。3.3負緣判斷控制說明：SP6019內部有兩的電壓比較器3.9V與0.9V，當SRMosfetVds在負緣時SP6019會計算通過3.9V到0.9V的時間、如果計算的時間在所定的RT時間內就觸發SP6019PIN6MOSG-C。這樣的控制法可以避免在無次極側續流電流時誤觸發。圖四：3.4預測式控制說明：在SP6019內部的預測式控制電路，會計算周期啟動時間以步階的方式調整啟動時間。且預設波形與真實的SRMosfetVds做比較以避免有交越的動作.可利用PIN2Pred外加電容對地來增加死區時間deadtime.圖五5.5動態調整控制說明：在SP6019內部的動態調整控制電路，會計算每周期啟動時間地變化;當下一周期PWMon_time；T2-T1>600ns時，SP6019會立刻的將PIN6輸出工作縮減至1us，以保護SRMosfet不會交越動作。圖六：3.工作說明七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流設計分析續流管Q13Vgs和Id波形整流管Q12Vgs和Id波形死區時間1.46us死區時間5.38us改變C601容值560/50V151/50V4.死區時間及雙管導通分析七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流設計分析Q13Vds和IdQ12Vgs和IdQ13Vgs和IdQ12Vgs和Id七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流設計分析預置同步信號抓取八、同步整流典型案例分享案例背景主板通電后Q1A06601炸機頻繁發生(右圖),立案分析如下:分析過程1.首先量測AO6601pin1(lowsidegate)以及pin3(highsidegate)waveform-

右圖Ch1黃色的部份是highside,Ch2藍色的部份是lowside,ch3是Vin的部份(紫色)分析:可以看到不管是highside或是lowside皆有induce電壓堆疊的作用當highside及lowside關掉的時候。

Highside彈起約1.8V但在lowside彈起的同時(lowsid