DC-DC變換器原理及應用開關電源概述非隔離型DC-DC變換器隔離型DC-DC變換器DC-DC變換器的衍生結構2.1 開關電源概述——變換器的分類2.1.1變換器的分類2.1 開關電源概述——建模方法2.1.2DC-DC電路的建模方法常見的小信號建模方法有基本交流小信號分析法、狀態空間平均法、電路平均法和開關平均法。重點討論狀態平均法在典型的DC-DC電路中的建模過程。狀態平均法描述的一般形式1.狀態空間方程導通斷開狀態空間平均方程加入擾動直流量交流量2.1 開關電源概述——建模方法進一步可得靜態工作點：系統增益：對交流量進行拉氏變換：交流小信號開環傳遞函數：2.2.1 非隔離型DC-DC變換器——Boost基本原理（1）當Q導通時→IL線性增加，二極管D截止，此時Cf向負載供電；（2）當Q關斷時→VL和Vin串聯，以高于Vo的電壓向Cf充電同時向負載供電，此時二極管D導通，IL逐漸減小；（3）若IL減小到0，則二極管D截止，只有Cf向負載供電。2.2.1 Boost——CCM及DCM模式CCM及DCM模式(a)CCM模式(b)DCM模式(c)BCM模式Boost電路工作的三種模式2.2.1 Boost——小信號模型Boost變換器小信號模型Q導通電壓方程狀態空間方程2.2.1 Boost——小信號模型Boost變換器小信號模型Q斷開電壓方程狀態空間方程2.2.1 Boost——小信號模型2.2.1 Boost——小信號模型因為根據表明當頻率等于0時電壓增益，即電路的直流增益忽略電感及電容的寄生電阻2.2.2 非隔離型DC-DC變換器——Buck基本原理（1）Q導通，IL線性增加，D截止，此時IL和Cf向負載供電，當IL＞Io時，IL向Cf充電也向負載供電（2）Q斷開，通過D形成續流回路，IL向Cf充電也向負載供電，當IL﹤Io時，IL和Cf同時向負載供電。若IL減小到0，則D關斷，只有Cf向負載供電。（3）若IL減小到0，則二極管D截止，只有Cf向負載供電。2.2.2 Buck——CCM及DCM模式CCM及DCM模式Buck電路工作的三種模式2.2.2 Buck——小信號模型Buck變換器小信號模型Q導通Q斷開2.2.2 Buck——小信號模型因為根據表明當頻率等于0時電壓增益，即電路的直流增益忽略電感及電容的寄生電阻2.2.3 非隔離型DC-DC變換器——Buck-Boost基本原理（1）當Q接通時，Vin開始對Lf充電，IL線性增加，D截止，此時Cf向負載供電；（2）當Q關斷時，Lf會產生反電動勢，D導通，Lf通過D、Cf形成續流回路，向Cf充電，向RLd供電；IL小于Io后，Cf也開始放電；若IL降為0，則只有C對負載RLd放電。（3）控制開關Q反復地接通和關斷，在負載RLd上就可以得到一個負極性的輸出電壓。Buck-Boost的輸出為反極性電壓。Boost電路的分解Buck-Boost電路結構2.2.3 Buck-Boost——小信號模型Buck變換器小信號模型Q導通Q斷開2.2.3 Buck-Boost——小信號模型因為根據表明當頻率等于0時電壓增益，即電路的直流增益忽略電感及電容的寄生電阻2.2.4 非隔離型DC-DC變換器——Cuk(a)一個Buck級聯至Boost電路的負載端；(b)S1和S2同時開通時，等效電路。(c)S1和S2同時斷開時，等效電路。Cuk變換器Cuk變換器的演變過程2.2.4 Cuk——CCM及DCM模式CCM及DCM模式Cuk電路工作的兩種模式2.2.4 Cuk——電路的基本關系0<t<DTsDTs<t<Ts根據伏秒平衡原理,電容C1兩端電壓可表示為1）輸入輸出電流基本平穩，僅在直流成分的基礎上附加很小的紋波；2）電壓變比理論上可在[0，+∞]之間變化；3）開關管一端接地，簡化了驅動電路設計。Cuk變換器又被稱為最優拓撲變換器。4）Cuk變換器的使用并不是特別廣泛，原因在于參與能量轉換的電容承受了極大的紋波電流，元件的耐壓水平必須提高，成本增加，且可靠性稍差。2.2.5 非隔離型DC-DC變換器——Zeta利用Zeta變換器，可以獲得理論上為1的功率因數，常應用于功率因數校正電路左半部分類似于Buck-Boost變換器，右半部分類似于Buck變換器，中間用C1耦合兩個電感L1和L2和一個用于能量傳輸的電容C1輸出電壓極性和輸入電壓相同2.2.5 Zata——電路的工作原理（1）狀態1[t1，t2]：在t1時刻，開關管Q閉合，電源和電容C1向電感L1、L2及負載傳遞能量，電感L1和L2上的電流線性增加，電容C1和C2上的電壓VC1和VC2保持不變。（2）狀態2[t2，t3]：在t2時刻，開關管Q斷開，二極管D開始導通，儲存在電感L1上的能量向電容C1傳遞，儲存在電感L2上的能量向電容C2和負載RLd傳遞。這時電感L1和L2上的電流線性減小。（3）狀態2[t3，t4]：在t3時刻，電感L1和L2上的電流iL1和iL2為常數iLm，電容C1和C2向負載提供能量。這個過程持續到t4。這個狀態僅在不連續電流模式下存在。2.2.5 Zata——電路的基本關系根據伏秒平衡原理,電容C1兩端電壓可表示為開關管Q和二極管D承受的電壓為2.2.6 非隔離型DC-DC變換器——SEPICSepic變換器輸出電壓極性和輸入電壓相同。將Zeta變換器的Q和L1位置對調，將L2和D的位置對調，可得Sepic變換器將Cuk變換器中的電感L2與二極管D的位置對調，也可得到Sepic變換器Sepic變換器的輸入電流脈動很小，其開關管Q采用PWM控制方式。與隔離式Boost拓撲相比，Sepic變換器器件應力低；與反激式變換器及其他變換器的斷續導通工作方式比較，濾波器小；Sepic更適合于小功率PFC應用場合。2.2.6 SEPIC——基本工作原理（連續導通方式下）狀態1[t1，t2]狀態2[t2，t3]t1時刻，Q閉合，D截止。形成三個回路。1）電源、L1和Q回路。在Vin作用下，電感電流iL1線性增長。2）C1、Q和L2回路，C1通過Q和L2放電，電感電流容iL2增長。3）C2向負載供電回路。因C2較大，所以VC2=Vo下降很少。流過Q的電流is=iL1+iL2。當t=t2時，iL1和iL2分別達到最大值IL1max和IL2max。t2時刻，Q斷開，D導通，形成兩個回路。1）電源、L1、C1經D至負載回路。電源和電感L1的儲能同時向C1和負載饋送，C1儲能增加，電容C2充電，iL1減小。2）是L2經D和負載的續流回路。L2儲能釋放到負載，因此iL2下降。二極管的電流為iL1與iL2之和，即iD=iL1+iL2。2.3.1隔離型DC-DC變換器——正激變換器正激變換器(Forward)電路拓撲結構簡單、輸入輸出電氣隔離、升降壓范圍寬、易于多路輸出等優點，被廣泛應用于中小功率電源變換場合，尤其在供電電源要求低電壓、大電流的通訊和計算機系統中，正激電路更能顯示其優勢。Q開通后，變壓器一次側電壓上“+”下“-”，根據同名端則二次側電壓也為上“+”下“-”，因此二極管D1導通，D2截止，電感電流IL

逐漸增長；Q斷開后，D1截止，D2導通，電感電流通過D2續流。變壓器的勵磁電流通過磁復位電路降為0，以防出現磁芯飽和現象。2.3.1正激變換器——輔助繞組復位正激變換器為了使變壓器磁復位，在變壓器中加入一個復位繞組N3，其極性與一次側繞組N1相反。——通過反向充電把磁能重新轉換為電能。Q斷開，為了維持勵磁磁場不變，變壓器的初、次線圈繞組都會產生很高的反電動勢，為了防止在Q斷開瞬間產生反電動勢擊穿開關器件，增加一個反電動勢能量吸收反饋線圈N3以及一個削反峰二極管D3。Q閉合，D3不導通，而當Q斷開，由于N3的存在，當變壓器初級線圈的勵磁電流突然為0，D3導通，流過N3繞組的電流正好接替原來勵磁電流的作用，同時對Vin充電，使變壓器鐵心中的磁感應強度由最大值Bm返回到剩磁所對應的磁感應強度Br位置，完成了磁芯的磁復位。2.3.1正激變換器——輔助繞組復位正激變換器Vin：開關電源的輸入電壓，Tr：開關變壓器Q：控制開關，[0，Ton]時間段的等效電路[Ton，Tr]時間段的等效電路[Tr，Ts]時間段的等效電路2.3.1正激變換器——輔助繞組復位正激變換器Vin：開關電源的輸入電壓，Tr：開關變壓器Q：控制開關，[0，Ton]時間段的等效電路變器鐵心磁通量的增量為由

得變壓器一次側磁化電流：二次側繞組N2上的電壓為濾波電感Lf的電流增加變壓器的一次側繞組電流2.3.1正激變換器——輔助繞組復位正激變換器Q斷開，此時變壓器通過復位繞組進行磁復位，勵磁電流Im從復位繞組N3經過二極管D3回饋到輸入電源中。此時整流管D1斷開，流過電感Lf電流通過續流二極管D2續流[Ton，Tr]時間段的等效電路變壓器一次側繞組電壓為二次側繞組電壓為加載在Q上的電壓為電源Vin反向加載在復位繞組N3上，因此鐵心去磁，鐵心磁通降低為去磁時間2.3.1正激變換器——輔助繞組復位正激變換器由于在正激變換器中的磁通必須復位，得[Tr，Ts]時間段的等效電路Q處于斷開狀態，所有繞組均沒有電流，它們的電壓為0。濾波電感電流經續流二極管續流。Q上的電壓為VQ=Vin為了充分提高占空比并且降低Q的兩端電壓，一般N1=N3，即D=0.5，Q管電壓等于2倍輸入電壓。由于單端正激變換器實際上一個隔離的Buck變換器，因此其輸入輸出關系為2.3.1正激變換器——RCD正激變換器由于鉗位電容Cr較大，在穩定工作時可看作穩壓源，當開關管斷開后，二極管Dr導通，Cr上的電壓使變壓器磁復位。占空比可以大于0.5，適用于寬輸入范圍場合，電路結構簡單，成本低廉。開關管電壓應力通常大于2倍的輸入電壓，電壓應力較高，而且變壓器的勵磁能量和漏感能量完全消耗在復位電阻中，變換效率較低，一般適用于變換效率不高且價廉的電源場合。2.3.1正激變換器——LCDD正激變換器LCDD鉗位復位電路結構簡單，開關管關斷電壓鉗位固定，避免了尖峰電壓，不存在耗能元件，屬于無損復位，提高了電路變換效率。通過選取適合的鉗位電路元件，可以保證電路工作在較寬的負載范圍內，并能夠保證鉗位電容Cr的電壓值、電感Lr的電流峰值不變。占空比最大為0.5，輸入電壓范圍受限，因此適合于中等功率高效變換場合。此外，當開關頻率大于30kHz時，過大的LrCr諧振電流增加了功率開關的導通損耗，因而該電路通常應用在開關頻率為20kHz的場合。2.3.1正激變換器——有源鉗位正激變換器相較于RCD、LCDD、輔助繞組復位正激變換器，有源鉗位正激變換器的優越性如下：變壓器最優化復位（電壓應力低）；輸入電壓范圍寬；線性輸出控制特性；不需要輔助的吸收回路等方面。Flyback鉗位電路

Boost鉗位電路鉗位電壓鉗位電壓有源鉗位電路由鉗位開關Sa和鉗位電容Cr組成，并聯在主開關和變換器的變壓器兩端，利用鉗位電容和MOSFET輸出電容及變壓器繞組電感諧振，創造主開關ZVS的條件。在主開關斷開期間，由鉗位電容的電壓將主開關兩端電壓鉗位在一定數值上，從而避免了開關上過大的電壓應力。這種技術非常適合用于正激變換器，因為在正激變換器中利用有源鉗位，可實現變壓器磁芯磁通自動復位，無須另加復位措施，而且可以使激磁電流沿正負方向流通，使磁芯工作在一、三象限，從而提高磁芯的利用率。2.3.1正激變換器——Flyback鉗位電路假設輸出濾波電感Lf和鉗位電容Cf足夠大，因此可將其分別作為電流源和電壓源處理(Lm為變壓器磁化電感)，每個PWM周期可分為7個區間。2.3.1正激變換器——Flyback鉗位電路Q導通之前，鉗位電容Cr

兩端電壓電容上電壓極性為上“-”下“+”。在t0時刻，Q導通，Q的漏極電位為0，變壓器磁芯爭相勵磁，勵磁電流由-Im向+Im過渡，流經Q的電流為

；變壓器一次側繞組電壓等于輸入電壓Vin，能量由輸入電源Vin經過變壓器傳送至負載；2.3.1正激變換器——Flyback鉗位電路在t1時刻，Q、Sa、D2均處于斷開狀態。負載電流折算到一次側的電流為

，對Q的結電容Cs進行充電，Q的漏源電壓Vds上升2.3.1正激變換器——Flyback鉗位電路在t2時刻，Vds上升到Vin時，勵磁電感Lm上的能量繼續對Q上的結電容Cs進行充電，即Lm與Cs進行諧振，Q的漏源電壓Vds繼續上升；2.3.1正激變換器——Flyback鉗位電路t3時刻，Q的漏源電壓Vds上升至鉗位電壓Vcr與輸入電壓Vin之和，輔助開關管Sa的反并聯二極管導通。鉗位電容上的反向電壓Vcr加在變壓器的一次側繞組上，勵磁電流逐漸減小。在某一時刻給輔助開關管Sa的柵極加一驅動信號，可實現Sa的零電壓開通；2.3.1正激變換器——Flyback鉗位電路t4時刻，勵磁電流Im減小至0。此時Sa已經導通，勵磁電流Im反向增大2.3.1正激變換器——Flyback鉗位電路t5時刻，Sa斷開，電感Lm與Q的結電容Cs進行諧振，漏源電壓Vds減小2.3.1正激變換器——Flyback鉗位電路t6時刻，漏源電壓下降到Vin，整流二極D1導通。勵磁電感繼續與Cs諧振，使Q的漏源電壓下降為零，創造Q實現ZVS的條件。在t7時刻，Q再次導通，變換器開始另一個PWM周期2.3.1正激變換器——Flyback鉗位電路根據變壓器的伏秒平衡，有根據電感電流的伏秒平衡，有2.3.1正激變換器——諧振復位正激變換器利用開關管寄生電容或漏源極外加的并聯電容與變壓器勵磁電感的振蕩來實現變壓器的磁復位。該電路具有電路簡單，不需要輔助的吸收回路以及線性輸出控制特性的優點；但也存在一次側開管電壓應力較高，諧振電容的損耗大等缺陷。一個開關周期內共有四個工作模式2.3.1正激變換器——諧振復位正激變換器該模式從主開關管Q斷開開始，到續流管D2導電結束，由于此時D1仍然導通，故二次側折射至一次側的電流

與一起對Cr充電，可得t1時刻，變壓器一次側電壓降至零，D1截止，D2導通，換流過程結束，二次側進入續流階段2.3.1正激變換器——諧振復位正激變換器續流模式1：該模式從整流管D1斷開、續流管D2導通開始至去磁結束為止。此時二次側為續流過程，一次側為去磁過程，它的去磁由勵磁電感Lm與Cr的諧振實現。2.3.1正激變換器——諧振復位正激變換器續流模式2：該模式從一次側去磁完成開始，到主開關管Q的觸發導通結束，二次側仍為續流模式。2.3.1正激變換器——諧振復位正激變換器傳送模式：該模式從主管Q導通開始，到其斷開結束，此區間內輸入向輸出傳遞能量，一次側勵磁電感電流線性增加，大小為：由勵磁電感和濾波電感的伏秒平衡原理，可以推出2.3.2反激變換器——工作特點Tr是變壓器，起到能量轉換的作用，實質上可以看作儲能耦合電感。D1為續流二極管，起到單向導通的作用。在反激電路中，輸出變壓器Tr除了實現電隔離和電壓匹配外，還有儲存能量的作用，前者是變壓器的屬性，后者是電感的屬性，因此有文獻稱其為電感變壓器。變壓器的原二次側繞組的極性相反，這也許是Flyback名字的由來。反激變換器多用于小功率場合，不能空載運行；輸出電壓存在較大的尖峰；需要具備大容量且能耐高紋波電流的輸出濾波電容Q導通時，變壓器一次側電感電流開始上升，此時由于二次側同名端的關系，輸出二極管D1截止，變壓器儲存能量，負載由輸出電容提供能量；Q斷開時，變壓器一次側電感感應電壓反向，此時輸出二極管D1導通，變壓器中的能量經由輸出二極管D1向負載供電，同時對電容充電，補充之前損失的能量。2.3.2反激變換器——工作原理（1）勵磁階段：當開關Q導通時，變壓器一次側勵磁電感中的電流從零開始上升。由于二次側二極管具有單向導通性，此時二極管D1反偏，輸出濾波電容Cf向負載供電。由于此階段的作用是向一次側勵磁電感補充能量，為下一個階段向二次側繞組轉移能量做準備以非連續導通模式為例分析反激式開關電源的工作原理。該模式反激式拓撲開關電源的一個工作周期中有勵磁、去磁、非連續導通三個階段。2.3.2反激變換器——工作原理（2）去磁階段：當勵磁階段結束后，Q斷開。由于電感電流不能突變，勵磁電流開始在一次側電感上續流，能量通過變壓器轉移到輸出端。二次側二極管D1正向導通，輸出端得到能量。此時，勵磁電感上的電壓反向，勵磁電流開始下降，因此該階段被稱為去磁階段2.3.2反激變換器——工作原理（3）非連續導通階段：勵磁電感電流下降到零時，變壓器一次側能量已經完全轉移到二次側，二次側二極管不再導通。此時反激式拓撲中的一次側及二次側繞組都不導通電流，等待著下一個周期的到來。在連續導通模式下，不存在這個階段。2.3.2反激變換器——緩沖電路目前，反激變換器的緩沖電路主要有：RCD吸收電路、雙晶體管雙二極管鉗位電路、LCD鉗位電路和有源鉗位電路。近年來出現了多種變形：雙管反激變換器；有源鉗位反激變換器；同步整流反激變換器；交錯并聯有源鉗位反激變換器等。RCD鉗位電路RCD緩沖反激電路LCD鉗位反激電路鉗位電路（高邊）雙開關管雙二極管鉗位反激電路2.3.3隔離型DC-DC變換器——雙端直流變換器正激式和反激式變換器，其高頻變壓器的磁心只工作于磁滯回線的一側（第一象限），磁心的利用率較低，也更易于飽和，這類變換器也稱為單端直流變換器。雙端直流變換器的磁心可工作在一、三象限，磁心的利用率高。雙端直流變換器有推挽式、全橋式和半橋式三種。2.3.3雙端直流變換器——推挽變換器Q1導通，Q2截止。輸入直流電壓Vin經Q1加到變壓器一次繞組NP1兩端，Q1的D-S間電壓VDS1=0，NP1兩端電壓VP1=Vin。由于NP1=NP2，故NP2上的電壓VP1=VP2=VinQ1和Q2均截止。t1時刻，Q1由導通變為截止，NP1繞組中的電流變為零。Q1和Q2承受的電壓均為電源電壓。Q1和Q2均截止。t1時刻，Q1由導通變為截止，NP1繞組中的電流變為零。Q1和Q2承受的電壓均為電源電壓Q1截止，Q2導通，Vin經Q2加到變壓器一次繞組NP2兩端，變壓器一次電壓極性為上“+”下“-”。Q1

、Q2均截止。變壓器各繞組電壓均為零，在此期間，Lf對負載釋放儲能，IL按線性規律下降，DR1和DR2均導通。2.3.3雙端直流變換器——半橋變換器Q1導通，Q2截止，電流流向如圖2-59所示。這時Cd1放電，Cd2充電；Vdc1下降，Vdc2上升，但一直保持Vdc1+Vdc2=Vin。Cd1兩端電壓Vdc1經Q1加到高頻變壓器Tr的一次繞組Np。忽略Q1管壓降，變壓器一次電壓為0.5Vin，極性為上“+”下“-”。Q2的D-S極間電壓Vin。Q2導通，Q1截止。此時Cd2放電，Cd1充電；Vdc2下降，Vdc1上升，但一直保持Vdc1+Vdc2=Vin。Cd2兩端電壓Vdc2經Q2加到NP上，變壓器一次電壓為-0.5Vin，極性為下“+”上“-”。Q1的D-S極間電壓為Vin，當電路對稱時，Vdc1與Vdc2的平均值均為0.5Vin。Q1和Q2都截止，只要變壓器一次磁化電流最大值小于負載電流，則Vp=0,Vds1=Vds2=0.5Vin。2.3.3雙端直流變換器——全橋變換器Q1、Q4同時導通，Q2、Q3同時截止。忽略Q1、Q4及Cr的壓降，變壓器一次繞組電壓為Vin極性為上“+”下“-”。Q2、Q3的D-S間電壓均為Vin。變壓器二次電壓的極性由同名端決定，也為上“+”下“-”，此時整流二極管DR1導通，DR2截止，儲能電感Lf儲能。Q1、Q2、Q3、Q4都截止，每個功率開關管的D-S間電壓均為0.5Vin。這時Lf釋放能量，DR1和DR2均導通，同時起續流作用；此時變壓器磁通保持不變。Q2、Q3同時導通，Q1、Q4同時截止。電流回路如圖2-64所示。忽略Q2、Q3以及Cr的壓降為Vin，極性為下“+”上“-”。Q1、Q4的D-S間電壓均為Vin。在變壓器二次回路中，DR2導通，DR1反偏截止，Lf儲能。Q1、Q2、Q3、Q4都截止，每個功率開關管的D-S間電壓均為0.5Vin。這時Lf釋放能量，DR1和DR2均導通，同時起續流作用；此時變壓器磁通保持不變。2.4衍生結構——三電平直流變換器三電平變換器的結構演變2.4衍生結構——三電平直流變換器三電平變換器的基本單元Buck變換器的三電平結構的演變過程2.4衍生結構——三電平直流變換器2.4衍生結構——三電平直流變換器2.4衍生結構——三電平直流變換器2.4衍生結構——三電平