第3章頻率變換器件3.1概述3.2混頻器3.3上變頻器3.4倍頻器小結

3.1

概

述

頻率變換器涉及頻譜搬移，其本質是非線性變換，需要利用非線性元件。在固態電路中，頻率變換器采用的非線性元件一般是半導體二極管。從二極管的主要特性來看，所用的二極管有兩種類型：一種是非線性電阻二極管，如肖特基二極管；另一種是非線性電容二極管，如變容二極管、

階躍恢復二極管等。

習慣上，將頻譜搬移過程主要由非線性電阻完成、

核心元件是非線性電阻的頻率變換器稱為阻性變頻器，而將頻譜搬移過程主要由非線性電抗完成、

核心元件是非線性電容的頻率變換器稱為參量變頻器。在某些情況下，還可以采用微波場效應管如

MESFET

等實現頻率變換。

頻率變換器按照功能的不同，可進一步劃分為混頻器(又稱下變頻器)、

上變頻器和倍頻器。下面將分別介紹這三種頻率變換器。

3.2

混

頻

器

3.2.1

混頻器概述圖

3-1(a)為微波混頻器的等效網絡，由圖可知，混頻器由非線性元件和濾波器組成，可以等效為兩個輸入端口和一個輸出端口的三端口網絡。

圖

3-1(a)中兩個輸入信號即角頻率為

ωs的信號與角頻率為

ωL的本地振蕩信號(簡稱本振)加到非線性元件上，經過非線性元件的變換，產生角頻率為

ωs和

ωL的各種諧波組合頻率分量信號，通過濾波器，輸出角頻率為

ωif＝ωs-ωL(ωL

＜ωs)或者

ωif＝ωL-ωs(ωs＜ωL

)的信號，完成下變頻功能。角頻率為

ωif的信號一般稱為中頻信號。頻譜搬移示意圖如圖

3-1(b)所示(ωs＜ωL

)，圖中省略了各種寄生譜線。

圖

3-1

混頻器的等效網絡及頻譜搬移示意圖

混頻器通常用于超外差接收機中。如圖

3-2

所示，射頻信號在本振信號的作用下搬移到中頻形成中頻信號，在中頻實現信號的放大、

解調、

處理等功能。微波超外差接收機常用于雷達接收機、

廣播電視終端、

通信接收機中。

圖

3-2

超外差接收機示意圖

3.2.2

混頻器的主要技術指標

1.

變頻損耗

混頻器的變頻損耗(Lm

)定義為輸入射頻/微波信號的資用功率(Ps)與輸出中頻信號的資用功率(Pif)之比，即

若用分貝表示，則為

2.

噪聲系數

混頻器是非線性器件，存在多個頻率，是多頻率多端口網絡。為適應多頻率多端口網絡噪聲分析，混頻器中噪聲系數的定義為

式中：Pno為當系統輸入端噪聲溫度在所有頻率上都是標準溫度

T0=290Ｋ

時，系統傳輸到輸出端的總噪聲資用功率；Pns

為僅由輸入有用信號所產生的那一部分輸出的噪聲資用功率。

根據混頻器的具體用途，噪聲系數分為以下兩種：

(1)

單邊帶噪聲系數。在微波通信系統的混頻器中，頻率為

fs的有用信號，只存在一個信號邊帶，其噪聲系數稱為單邊帶噪聲系數。

(2)

雙邊帶噪聲系數。在遙感探測、

射電天文等領域，接收信號是均勻譜輻射信號，存在兩個信號邊帶，其噪聲系數稱為雙邊帶噪聲系數。

3.

隔離度

隔離度定義為本振或信號泄漏到其他端口的功率與原有功率之比，單位為

dB。混頻器的隔離度是指各頻率端口之間的隔離度，該指標包括三項：信號與本振的隔離度，信號與中頻的隔離度，本振與中頻的隔離度。

信號與中頻的隔離度是指輸入到混頻器的信號功率

Ps與在中頻端口測得的信號功率Pifs之比。本振與中頻的隔離度是指輸入到混頻器本振端口的功率

PL與在中頻端口測得的本振功率

PifL之比。

信號與本振的隔離度(LsL

)定義為輸入到混頻器的信號功率(Ps)與在本振端口測得的信號功率(PLs)之比，即

若用分貝表示，則為

4.

端口駐波比

端口駐波比是混頻器各端口的電壓駐波比，描述的是混頻器端口的匹配特性。混頻器端口的匹配特性常常受許多因素影響。寬頻帶混頻器不僅要求電路和混頻管高度平衡，還要有很好的端口隔離，因此其端口駐波比很難達到高指標。比如中頻端口失配，其反射波再混頻成信號，可能使端口駐波比變差，而且本振功率漂動會同時使三個端口駐波比發生變化。例如，本振功率變化

4～5

dB

時，混頻管阻抗可能由

50Ω變到

100Ω，從而引起三個端口駐波比同時出現明顯變化。所以，混頻器端口駐波比指標一般在

2～2.5

量級。

5.

中頻輸出阻抗

70

MHz

中頻的輸出阻抗大多是

200～400Ω。中頻阻抗的匹配好壞也影響變頻損耗。中頻頻率不同時，輸出阻抗差別很大，有些微波高頻段混頻器的中頻是

1

GHz

左右，其輸出阻抗低于

100Ω。

6.

動態范圍

動態范圍是指使混頻器有效工作的輸入信號的功率范圍。

動態范圍的下限通常指信號與基噪聲電平相比擬時的功率。實際混頻器中，有時出現動態范圍下限惡化，主要是由于混頻器的組合諧波泄漏到輸出端，以及二階交調產物和三階交調產物構成虛假基噪聲，使下限上升。通過提高本振至中頻的隔離度及加強中頻端口濾波等措施可適當改善動態范圍下限惡化的現象。

動態范圍的上限受輸出中頻信號的飽和功率所限，通常是指

1

dB

壓縮點的微波輸入功率。混頻器動態范圍曲線如圖

3-3所示。圖中，動態范圍從

Pin,mds到

Pin,1

dB

，Pin,mds為混頻器輸出的最小可辨信號對應的輸入功率，Pin,1

dB為混頻器

1

dB

壓縮點時對應的輸入功率。

圖

3-3混頻器的動態范圍

動態范圍也可以用

dB

表示，即

本振功率增加時，1

dB

壓縮點值也隨之增加。平衡混頻器由兩個混頻管組成，原則上其

1

dB

壓縮點功率比單端混頻器時大

3dB。對于同樣結構的混頻器，1

dB

壓縮點取決于本振功率大小和二極管特性。平衡混頻器動態范圍的上限一般為

2

～10

dBm。

7.

頻帶寬度

混頻器是多頻率器件，除應指明信號工作頻帶外，還應注明本振頻率可用范圍及中頻頻率。分支電橋式的集成混頻器的工作頻帶主要受電橋頻帶限制，相對頻帶約為

10％

～30％，加補償措施的平衡電橋混頻器可做到相對頻帶為

30％

～40％。雙平衡混頻器是寬頻帶器件，工作頻帶可達多個倍頻程。

8.

結構尺寸及環境條件

混頻器的結構尺寸及使用環境條件(包括環境溫度、

濕度等)需滿足系統要求。

3.2.3混頻器的工作原理

混頻器中大多采用金屬

半導體結二極管作為電阻性非線性元件。金屬

半導體結二極管又稱為肖特基二極管。金屬

半導體結分為點接觸式和面接觸式兩種，如圖

3-4

所示。點接觸式金屬

半導體結是用一根金屬絲壓接在半導體表面，形成金屬

半導體點接觸，其接觸面積小，導電電流小，容易造成接觸不良。面接觸式金屬

半導體結是在重摻雜的

N

型半導體上先涂一層二氧化硅，再用光刻工藝蝕刻出一個圓形小孔，在圓形小孔上生長出一個其他金屬(一般采用鈦、

銀等金屬)構成的圓盤，形成金屬

半導體結，其接觸面積大，可靠性好，導電電流大。

圖

3-4

金屬

半導體結

肖特基二極管的等效電路如圖

3-5

所示。圖中，Cp為封裝電容，Cj為結電容，Rj為結電阻，Rs為引線電阻，Ls為引線電感。

肖特基二極管的非線性伏安特性為指數關系，即

式中：Ｉ

為流過金屬

半導體結的電流，通常小于

1μＡ；Ｉsa為反向飽和電流；a

為常數，由制造工藝和環境溫度決定；U

為二極管兩端的電壓。

圖

3-5

肖特基二極管的等效電路圖

肖特基二極管的伏安特性曲線如圖

3-6

所示。圖中

UB1和

UB2為兩種二極管的反向擊穿電壓。圖

3-6

肖特基二極管的伏安特性曲線

最簡單的微波混頻器是單端混頻器，只采用了一個肖特基二極管，其等效電路如圖3-7

所示。圖中，Ｚs是信號源內阻抗，ＺL是本振源內阻抗，RL是輸出負載阻抗，Udc為直流偏置電壓。假設肖特基二極管是一個理想的非線性電阻，不考慮寄生參量

Cj、

Rs及封裝參量的影響，若信號電壓為

us(t)=Uscos(ωst)，本振電壓為

uL(t)=ULcos(ωLt+?)

(?

為本振電壓初始角)，直流偏置電壓為

Udc，則二極管上的電壓為

其中

U0

為直流偏置電壓

Udc。

圖

3-7

單端混頻器的等效電路圖

下面分析肖特基二極管上輸出的電流頻譜(設

ωs＞ωL

)。為了簡單起見，先假設

Ｚs、

ＺL和

RL均被短路。根據線性電阻特性，這種假設的結果僅影響電路中各頻率分量電壓、

電流振幅的大小，而不會影響各頻率分量的存在與否。這時，負載電壓(輸出電壓)

u0(t)

=0，加于二極管兩端的電壓為信號電壓

us(t)、

本振電壓

uL(t)及直流偏置電壓(或零偏置電壓)Udc之和。肖特基二極管電流為

根據這一結果繪成如圖

3-8

所示的混頻電流的主要頻譜圖，包含有直流、

中頻、

本振、和頻、

鏡頻等眾多頻率分量，其中常用的頻率分量如表

3-1

所示。

圖

3-8

混頻電流的主要頻譜(ωif＝ωs-ωL

)

由圖

3-8

可以看出，鏡頻

ωm是ωs在頻譜上相對于本振頻率的“鏡像”，故此得名。

從式(3-14)及圖

3-8

可以得出以下基本結論：

在非線性電阻混頻過程中產生了無數的組合頻率分量，其中包含有中頻分量，能夠實現混頻功能。可用中頻帶通濾波器濾出所需的中頻分量而將其他組合頻率濾掉。

由式(3-14)可見中頻電流的振幅為

它與輸入信號電壓振幅

Us成正比。也就是說，混頻器輸入端信號的電壓振幅與輸出端信號的中頻電流振幅之間具有線性關系。這一點對接收信號時的保真無疑是非常有意義的。

3.2.4

混頻器電路

1.

單端混頻器

單端混頻器是混頻器電路中最基本的電路，它包括了混頻器電路的各個基本結構要素。如圖

3-9

所示，單端混頻器包括功率混合電路、

阻抗變換電路、

偏置電路、

低通濾波器、

混頻二極管五個部分。

圖

3-9

單端混頻器結構圖

(1)

功率混合電路：作用是將信號和本振功率同時加到混頻二極管上，并且保證本振與信號之間有良好的隔離度。圖

3-9

中的定向耦合器即為功率混合電路。

(2)

阻抗變換電路：作用是將定向耦合器

50Ω的輸出阻抗和混頻二極管的復阻抗相匹配，從而減少失配損耗。圖

3-9

中是用四分之一波長阻抗變換器實現的。

(3)

偏置電路：作用是給混頻二極管提供一個合適的偏壓，并給直流和中頻一個到地的通路即(中頻和直流接地線)。圖

3-9

中的偏置電路是用四分之一波長的高阻抗線直接接地實現的。

(4)

混頻二極管：采用面接觸式肖特基二極管，提供電阻性非線性元件，完成信號頻率和本振頻率的乘積功能。

(5)

低通濾波器：作用是使信號、

本振以及它們的諧波和鏡頻短路，而讓中頻信號通過。圖

3-9

中的低通濾波器是用高頻短路塊和高阻抗線實現的。高頻短路塊相當于一個接到地的大電容，提供高頻分量到地的通路；一段高阻抗線相當于一個串聯電感，對于高頻分量相當于開路，可讓中頻信號通過。

單端混頻器的優點是結構簡單，缺點是信號功率、

本振功率有損耗，噪聲系數大。功率混合電路損耗了一部分信號功率和本振功率在匹配負載上。本振源輸出的噪聲頻譜如圖3-10所示(B

為中頻放大器帶寬)，距離本振頻率為中頻頻率的本振源噪聲(即中心頻率分別為

ωL-ωif及

ωL+ωif噪聲譜)與本振混頻后，經過頻率搬移直接產生相同的中頻頻率成為中頻噪聲輸出。

圖

3-10

本振源輸出的噪聲頻譜

2.

平衡混頻器

單端混頻器的主要缺點之一是對信號功率有損耗，其輸入定向耦合器的端口

3接匹配負載，盡管耦合度較低，但它仍會吸收一部分信號功率，同時損耗了本振功率。如果在這個端口不接匹配負載而接一個相同的混頻二極管，并將耦合度設計為

3dB，使得分配到兩個混頻二極管的本振和信號功率都相等，然后將兩個混頻二極管的混頻結果同相位相加，如圖

3-11

所示，則這樣構造的混頻器既可保證本振和信號之間具有較高的隔離度，又使高頻功率不被匹配負載所吸收，從而使混頻器的性能得到了改善。由于電路具有對稱性，這種混頻器被稱為平衡混頻器。

圖

3-11

平行耦合線

3dB

定向耦合器平衡混頻器示意圖

1)

90°平衡混頻器

平行耦合線

3dB

定向耦合器是典型的

90°定向耦合器，其組成的

90°平衡混頻器如圖3-11所示，信號從端口

1

輸入，從端口

2、

端口

3等幅輸出，加到

VD1上的信號相位比加到VD2上的信號相位滯后

90°。本振從定向耦合器端口

4

輸入，從端口

2、

端口

3等幅輸出，加到

VD1上的本振相位比加到

VD2上的信號相位超前

90°。二者共同作用，中頻信號分量同相疊加，中頻噪聲分量反相相消，噪聲得到了有效的抑制。

除由平行耦合線

3dB

定向耦合器組成的

90°平衡混頻器外，還可以利用其他耦合器如微帶雙分支定向耦合器構成

90°平衡混頻器，如圖

3-12

所示，這種結構中本振和信號的輸入口同在電橋的一側，兩個二極管和中頻輸出電路在電橋的另一側，電路沒有交叉，完全是平面結構，容易制造，應用廣泛。

圖

3-12

微帶雙分支定向耦合器

90°平衡混頻器

3dB

分支線電橋平衡混頻器如圖

3-13

所示，這種結構可以形成信號和本振的

90°相移。電路中的其他部分如相移線段、

高頻旁路等與單端混頻器相同，不再贅述。這種定向耦合器電路同樣是窄帶的，因為當信號頻率變化時，定向耦合器各臂產生的相移將偏離

90°，這會導致本振端口與信號端口之間的隔離度下降，中頻輸出減小，因而變頻效率降低。這種混頻器電路的相對帶寬小于

10％，為展寬頻帶，需采取特殊的措施。

圖

3-13

3dB

分支線電橋平衡混頻器示意圖

2)

180°平衡混頻器

選用

180°耦合器作為平衡電橋的單平衡混頻器叫作

180°平衡混頻器。圖

3-14

所示的平衡混頻器采用了具有

180°相位差的環形耦合器。本振從環形耦合器端口

4

輸入，從端口2、

端口

3

等幅反相輸出。信號從環形耦合器端口

1

輸入，從端口

2、

端口

3

等幅同相輸出。本振和信號同時加于兩個反向接于電路中的混頻二極管

VDＡ、

VDB

上，兩個混頻二極管輸出端的中頻信號分量同相疊加，中頻噪聲分量反相相消，噪聲得到了有效的抑制。

圖

3-14

利用混合環構成的

180°平衡混頻器示意圖

微波混頻器電路除由上述的微帶線電路構成外，還可以由帶狀線、

同軸線和波導等結構構成。微帶線電路具有體積小、

重量輕、

成本低和容易加工等優點，但其線路損耗較大，混頻器性能較差。在高質量的微波混頻器中常采用波導腔體結構，由波導魔

T

構成的平衡混頻器如圖

3-15

所示。

圖

3-15

由波導魔

T

構成的平衡混頻器

圖

3-15

中，信號從魔

T

的差口(電臂)輸入，等幅反相加于兩個二極管上，本振從魔

T的和口(磁臂)輸入，等幅同相加于兩個二極管上。兩個二極管輸出端的中頻信號分量同相疊加，中頻噪聲分量反相相消，噪聲得到了有效的抑制。

綜上所述，平衡混頻器具有以下特點：

(1)

抑制噪聲；

(2)

消除了單端混頻器的耦合損耗；

(3)

和單端混頻器相比，其抗燒毀能力和動態范圍增大

1

倍；

(4)

能抑制部分寄生頻率。

3.

鏡頻(鏡像)抑制、

鏡頻(鏡像)回收混頻器

鏡頻回收混頻器是把二極管產生的鏡頻分量反射回二極管進行第二次混頻，以提高混頻效率，降低凈變頻損耗。另外，它還可以反射外來的鏡頻，避免外來鏡頻信號的干擾，即實現鏡頻抑制。

圖

3-16(a)所示為鏡頻短路平衡混頻器，分支線電橋的信號和本振輸入端都放置了平行耦合鏡頻帶阻濾波器，在該處它們鏡頻開路。由于該處距二極管約為

λg/4，因此在兩個二極管輸入接點處鏡頻信號被短路到地。

圖

3-16(b)所示為鏡頻開路平衡混頻器，它采用了濾波式鏡頻回收的方式，適用于高中頻、

窄帶或點頻工作的場合。

圖

3-16

鏡頻回收混頻器

為了克服窄帶應用的缺點，在適合于寬帶應用的場合，可以采用平衡式鏡頻回收混頻器。如圖

3-17

所示，該混頻器采用雙平衡結構，使用

4

個性能相同的混頻二極管。

圖

3-17

平衡式鏡頻回收混頻器示意圖

3.3

上

變

頻

器

3.3.1

參量變頻器概述參量變頻器是利用非線性電抗作為換能元件以完成變頻功能的一種微波部件，常用的非線性電抗元件是微波變容管。

如圖

3-18(a)所示，參量變頻器可以等效為一個具有兩個輸入端口和一個輸出端口的三端口網絡，它與微波混頻器基本類似。在如圖

3-18

所示的電路中，輸入角頻率為ωs的信號和角頻率為

ωp的泵浦信號在非線性元件內經過變換后產生新的頻率分量信號，再通過濾波器濾出角頻率為

ωu＝ωs+ωp(ωu＞ωs)或者

ωu＝ωp-ωs(ωu＞ωs)的信號，完成上變頻功能。ωu一般稱為和頻信號。ωu＝ωs+ωp(ωu＞ωs)的上變頻器稱為和頻上變頻器，ωu=ωp-ωs(ωu>ωs)的上變頻器稱為差頻上變頻器。和頻上變頻器頻譜搬移見圖

3-18(b)。圖

3-18(a)中，Ps代表輸入信號功率，Pp代表輸入泵浦功率，Pu代表輸出和頻信號功率；圖

3-18(b)中省略了各種寄生譜線。

圖

3-18

上變頻器等效網絡及頻譜搬移示意圖

3.3.2

上變頻器的主要技術指標

微波上變頻器一般有兩種工作方式：一種是用于低噪聲接收的小信號工作方式，信號功率

Ps遠小于泵浦功率

Pp

，主要指標是變頻增益、

噪聲系數等；另一種是用于發射機或激勵源的大信號工作方式，由于

Ps和

Pp都是大信號，都對變容管起激勵作用，這種情況下的變頻器又稱為功率上變頻器，主要技術指標有功率增益、

變換效率和輸出功率等。

1.

功率增益

上變頻器處于大信號工作狀態時，其功率增益(G)定義為

式中，Pu代表輸出和頻信號功率，Ps代表輸入信號功率。

2.

變換效率

上變頻器的變換效率定義如下：

其表示有多少泵浦功率變換為和頻信號功率。

3.

輸出功率

輸出功率是指上變頻器輸出的和頻功率

Pu

。

3.3.3

上變頻器的工作原理

1.

變容二極管

變容二極管是上變頻器和倍頻器的關鍵元件。變容二極管的等效電路和電路符號如圖3-19

所示。圖

3-19(a)所示等效電路中，Cp為封裝電容，Cj為結電容，Rj為結電阻，Rs為引線電阻，Ls為引線電感。

圖

3-19

變容二極管的等效電路和電路符號

變容二極管的結電容

Cj

隨電壓變化的關系式如下：

式中：Cj(0)為零偏壓時的結電容；Φ

為變容二極管的接觸電勢差；N

為變容二極管指數。N

與雜質濃度的分布有關，反映了電容隨外加電壓變化的快慢，具體有以下幾種情況：

①

N=1/2，突變結(電容變化較快)；

②

N=1/3，線性緩變結；

③

N=0，階躍恢復結；

④

N=0.5～6，超突變結。

根據結電容隨外加電壓變化的快慢，變容二極管可分為三類：突變結變容二極管、

線性緩變結變容二極管和超突變結變容二極管。指數

N=0

的二極管稱為階躍恢復結二極管，它是一種特殊的變容二極管。

在

N=1/2

和

N

=1/3-這兩種情況下，電容都隨電壓平滑變化，其電容

電壓特性(C-U

特性)如圖

3-20

所示，變容二極管一般工作于反偏(負偏)狀態，反偏壓的絕對值越大，結電容越小。當

N=0.5～6

時，電容在某一反偏壓范圍內隨電壓變化的曲線很陡，一般可用于電調諧器件；特別是當

N=2

時，由于結電容與偏壓平方成反比，由結電容構成的調諧回路的諧振頻率與偏壓呈線性關系，有利于壓控振蕩器實現線性調頻。當

N=1/30～

1/15

時，可近似認為

N=0，結電容近似不變，稱為階躍恢復結。上變頻器中這幾種變容二極管都可以使用。

圖

3-20

變容二極管結電容隨結電壓的變化曲線

根據

PN

結伏安特性，當變容二極管加上正向電壓且

U＞Φ

時，變容二極管開始導電，產生正向電流；當變容二極管加上反向偏壓并且其值大于擊穿電壓，即

｜

U

｜>｜

UB｜

時，PN結將被擊穿，產生反向大電流。為了避免產生電流以及電流散粒噪聲，通常可將變容二極

管的工作電壓限制在

Φ

和

UB之間。

當變容二極管同時加上直流負偏壓

Udc和交流時變偏壓

up(t)=Upcosωpt

時，有

式中，up(t)稱為泵浦電壓。時變電容隨泵浦電壓周期變化的曲線如圖

3-21

所示，它也是周期為泵頻

ωp

的周期函數。

圖

3-21

時變電容隨泵浦電壓周期變化曲線

2.

門雷-羅威公式

門雷

羅威公式為非線性電抗元件的能量關系式，是由門雷和羅威在

1965

年推導出來的。該關系式指出了非線性電抗網絡中各頻率分量能量分配所遵守的基本關系，這種基本關系對任何單值、

非線性、

無耗的電抗網絡都適用，是具有普遍意義的通用關系式。

采用圖

3-22

所示的電路模型，將變容二極管和數條頻率分量支路并聯，包括信號支路、

泵浦支路、

和頻支路、

差頻支路等。

圖

3-22

門雷

羅威關系的電路模型

設信號支路頻率為

fs，電壓為

us，泵浦支路頻率為

fp

，電壓為

up

；則二極管結電容上的頻率分量為

式中，m

和

n

為任意整數。

3.

和頻上變頻器

對于和頻上變頻器，除變容二極管支路外，還有和頻支路、

信號支路和泵浦支路。和頻上變頻器原理圖如圖

3-23所示。為了書寫方便，將和頻記為fu

，和頻分量功率記為

Pu

。

圖

3-23和頻上變頻器原理圖

4.

差頻上變頻器

對于差頻上變頻器，除變容二極管支路外，還有差頻支路、

信號支路和泵浦支路。差頻上變頻器原理圖如圖

3-24

所示。為了書寫方便，將差頻記為

fi，差頻分量功率記為

Pi。

由圖

3-24

可知：

圖

3-24

差頻上變頻器原理圖

式(3-30)表明，差頻支路無源，只能從非線性電容支路吸取功率，差頻功率為負，而泵浦支路向非線性電容支路注入功率，泵浦功率為正，信號功率為負。其功率增益為

差頻上變頻器中輸入支路和差頻支路信號功率都來自泵浦支路，只要泵浦功率不斷增大，信號功率和差頻功率就不斷增大。但泵浦功率增大到一定程度后要產生振蕩，所以差頻上變頻系統是潛在不穩定系統。差頻上變頻器的功率

頻率圖如圖

3-25

所示。差頻上變頻器使用較少。

圖

3-25

差頻上變頻器功率

頻率圖

3.3.4

上變頻器電路

1.

濾波器式功率上變頻器

對于功率上變頻器，其輸入、

輸出及泵浦信號都是大信號，且這些信號的各次諧波均能參與變頻，因此會產生許多不需要的寄生頻率分量。由于輸入信號頻率相對較低，因此，許多新頻率分量與輸入信號頻率靠得很近，不易用濾波器區分開。同時，由于這些寄生頻率分量具有較高的功率電平，因此必須認真考慮這些寄生頻率分量的抑制問題。

圖

3-26

是一個

6000

MHz

的波導型濾波器式功率上變頻器的結構示意圖。變容二極管垂直安裝于矩形波導寬邊中央，通過高低阻抗線形成的中頻帶通濾波器與匹配網絡和70

MHz

的中頻輸入端口相連。為了和變容二極管的低阻抗匹配，中央矩形波導采用窄波導(波導窄邊較小)，兩邊的漸變式阻抗變換器與各自的標準波導調配器相連，各自的帶通濾波器分別和

6000

MHz

的輸入信號以及

6070

MHz

的上變頻信號相連。變容二極管下方的同軸短路支節用于調諧，使輸出功率最大。

圖

3-26

波導型濾波器式功率上變頻器的結構示意圖

圖

3-27

是一個微帶型濾波器式功率上變頻器的結構示意圖。變容二極管位于電路中央，信號功率通過低通濾波器、

泵浦功率通過帶通濾波器加入變容二極管，和頻信號通過帶通濾波器輸出。和頻帶通濾波器用來阻止其他頻率的信號進入和頻系統，泵頻帶通濾波器用來阻止其他頻率的信號進入泵頻系統。

圖

3-27

微帶型濾波器式功率上變頻器的結構示意圖

2.

環行器式功率上變頻器

圖

3-28

是一個環行器式功率上變頻器的結構示意圖。中頻信號和泵浦信號分別通過中頻濾波器和環行器

1

加到變容二極管中進行混頻，混頻后產生的輸出信號通過環行器

1、環行器

2

和輸出濾波器輸出。被輸出濾波器反射的寄生頻率分量將通過環行器

2

進入匹配負載被吸收。在輸出濾波器與變容二極管之間相當于插入了兩級隔離器，具有較好的隔離度，因此基本上消除了寄生頻率分量返回到變容二極管進行二次混頻的可能性，使變頻器的幅頻特性得到較大的改善。但是，由于插入了兩只環行器，所以變頻器的總變頻損耗增加。

圖

3-28

環行器式功率上變頻器的結構示意圖

3.

平衡式功率上變頻器

圖

3-29

給出了微帶型平衡式功率上變頻器的兩種電路結構圖。圖

3-29

微帶型平衡式功率上變頻器的電路結構

圖

3-30

給出了混合環平衡式功率上變頻器的電路結構。該變頻器由一個

3dB

電橋、兩個變容二極管

VD1

、

VD2和一些用于阻抗變換及直流偏置的傳輸線段組成。圖中未包括泵浦端口的隔離器和輸出端口的帶通濾波器。兩個中頻輸入端的引線接到同一中頻放大器(圖中未包括)，中頻接地線由λg/4

高阻線和扇形短路塊構成。根據

3dB

電橋特性，可分析得出端口

3有和頻輸出。由相位疊加可知，二次變頻產生的輸出頻率分量信號不會干擾一次變頻的輸出頻率分量信號，因此變頻器的幅頻特性得到了改善。微帶線的損耗較大，這種電路以線性好作為主要指標，但變頻效率很低，只有

1％。

圖

3-30

混合環平衡式功率上變頻器的電路結構

3.4

倍

頻

器

微波倍頻器也是微波、

毫米波系統中常用的部件，在一些微波設備如頻率合成器和微波倍頻鏈中，它更是不可缺少的關鍵部件之一。近年來，在毫米波超外差接收機的本振源中，也常常用到倍頻器。原則上，各種半導體元件只要具有非線性，就可以用來構成倍頻器。但實際上，最常用的是變容二極管倍頻器和階躍恢復二極管倍頻器。

3.4.1

倍頻器概述

當用大信號正弦電流或正弦電壓激勵變容二極管時，由于變容二極管的非線性容抗的作用，將會產生各次諧波，提取所需頻率分量信號即可完成倍頻功能。同時變容二極管的損耗極小，因此倍頻效率很高。如圖

3-31(a)所示，微波倍頻器可以等效為一個兩端口網絡。圖

3-31(a)中，在非線性元件的輸入端加上角頻率為

ω1的信號，此信號經過非線性元件的非線性變換，在輸出端產生

ω1

的各次諧波頻率的信號，如按照需要取出角頻率為ω2＝Nω1的信號，即可完成倍頻，其中

N

稱為倍頻次數。頻譜搬移示意圖如圖

3-31(

b)所示，圖中省略了各種寄生譜線。

圖

3-31

倍頻器的等效網絡及頻譜搬移示意圖

3.4.2

倍頻器的主要技術指標

倍頻器的主要技術指標有以下幾個。

(1)

倍頻轉換效率：射頻/微波倍頻器的主要技術指標，定義為輸出倍頻信號功率與輸入信號功率之比，即

式中，Pout為輸出倍頻信號功率，Pin為輸入信號功率。

(2)

輸出功率：倍頻器的最大輸出功率。

(3)

輸入信號頻率及功率：要求的輸入信號的頻率和要求的輸入信號功率電平。

(4)

輸出倍頻信號頻率及倍頻次數：要求的輸出倍頻信號的頻率及倍頻的次數。

(5)

輸入電阻：信號輸入端的輸入電阻。

(6)

輸出電阻：倍頻信號輸出端的輸入電阻。

3.4.3倍頻器的工作原理

1.

變容二極管倍頻原理

將適當的直流偏壓和一定頻率的交流電壓加到變容二極管的結電容上，由于結電容的非線性，因此結電容上的電荷量必然呈現非線性變化，進而流過變容二極管上的電流也呈現非線性變化。且結電容的非線性特性斜率越大，則流過變容二極管的電流的非線性必然增加，從而諧波分量增多。突變結變容二極管的電容變化率比緩變結變容二極管的大，為了獲得較高的倍頻效率和較大的輸出功率，變容二極管倍頻器一般采用突變結變容二極管或超突變結變容二極管。

畸變的二極管電流中包含的諧波分量的多少、

幅度的大小與變容二極管的非線性程度和激勵電壓的大小有關，如圖

3-32

所示。

圖

3-32

變容二極管倍頻原理圖

圖

3-33并聯型倍頻器基本電路

圖

3-34

串聯型倍頻器基本電路

如果用并聯諧振回路或串聯諧振回路作為形式最簡單的濾波器，圖

3-33和圖

3-34所示的電路又可以變為圖

3-35

和圖

3-36

所示的直觀形式。這兩種類型的電路是對偶的，都可以用于倍頻器。并聯型電路有利于變容二極管的安裝和散熱，常用于大功率倍頻器；串聯型電路在倍頻次數較高時比并聯型電路有較高的效率，較宜于安裝微帶結構的變容二極管。

圖

3-35

并聯型倍頻器電路示意

圖

3-36

串聯型倍頻器電路示意圖

由圖

3-33和圖

3-34

可以看出，倍頻器只有一個有源支路，一個倍頻輸出支路。實際上，為了增大倍頻器的轉換效率，可以增加一個或多個空閑支路(回路)，這些空閑支路(回路)不對外輸出功率，只起到一