第十三章5GNR簡介5GNR簡介015G概述02協議棧03物理傳輸結構04大規模MIMO技術05上下行同步5G概述13.15G概述015G應用場景及關鍵指標02技術演進03整體架構04NR設計原則5G應用場景及關鍵指標5G的法定名稱是IMT-2020，其應用被劃分為增強的移動寬帶（enhancedMobileBroadBand，eMBB）通信、大規模機器類型通信（massiveMachineTypeCommunications，mMTC）以及超可靠低時延通信（ultraReliableLowLatencyCommunications，uRLLC）三個典型應用場景，如圖13-1所示。圖13-15G三大應用場景及實例13.1.15G應用場景及關鍵指標5G應用場景及關鍵指標eMBB：主要針對以人為中心的通信。在LTE的基礎上進一步為用戶提供更高的傳輸速率和增強的用戶體驗。不斷增長的新需求和新應用要求5G支持熱點覆蓋和廣域覆蓋，前者著眼于高傳輸速率、高用戶密度和高容量，后者主要關注移動性和無縫用戶體驗。mMTC：該場景純粹以機器為中心，為海量的物聯網終端提供服務，比如遠程傳感器、機械手、設備監測等。主要特點是終端數量或者密度極高，數據量小且傳輸不頻繁，對延遲不敏感。對終端的關鍵需求包括：非常低的造價，非常低的能耗和超長的電池使用時間，某些情況下甚至要達到幾年。uRLLC：這一場景的特點是對時延、可靠性和高可用性有嚴格的要求，涵蓋人類通信和機器類通信，比如3D游戲、自動駕駛、工業設備的無線控制、遠程手術等。5G應用場景及關鍵指標作為5G定義的典型場景，上述三個應用場景主要用來分析、確定IMT-2020的空口技術所需要的關鍵能力，許多實際應用場景可能無法精確地歸入這三類之中。比如有的應用需要非常高的可靠性，但是對于時延要求不高。還有的應用可能要求終端成本很低，但并不需要電池的使用壽命非常長。這就意味著5G的空中接口必須具有高度的靈活性以便容納新的場景、新的用例和新的需求。針對IMT-2020，ITU-R一共定義了8個關鍵能力，圖13-2描述了這些關鍵能力及其目標值，為了便于對比，圖中還給出了IMT-Advanced（即4G）中這8個關鍵能力的指標。圖中有的關鍵能力使用了絕對值，有的則使用了相對于4G能力的相對值。表13-1列出了5G針對上述8個關鍵能力的部分指標要求。5G應用場景及關鍵指標圖13-25G的8個關鍵能力5G應用場景及關鍵指標表13-1IMT-2020關鍵指標要求技術演進為了全面達到IMT-2020針對三大應用場景規定的技術指標，發揮新技術的潛能，3GPP制定了一種有別于LTE的、新的無線接入技術，稱為新空口（NewRadio，NR）。為了滿足2018年進行5G早期部署的商業需求，NR借用了LTE的很多結構和功能，于2017年12月針對非獨立組網（non-standalone，NSA）模式發布了第一個NR標準R15，這個版本只定義了RAN技術，核心網暫時使用4GEPC。隨后開始定義新的5G核心網5GC，能夠實現5G基站連接到5GC的獨立組網（Standalone，SA）模式，同時5GC也能夠為LTE基站提供連接。2018年9月，R15的SA模式規范凍結。2019年6月R15全面凍結，eMBB場景的標準化工作基本完成。2019年6月6日，中國電信、中國移動、中國聯通、中國廣電四家電信運營商獲得了5G商用牌照，從而正式開啟了5G在我國的商用。13.1.2技術演進技術演進R16的制定始于2018年，受新冠肺炎在全球肆虐的影響，R16推遲至2020年7月凍結，在兼容R15的基礎上，R16重點針對uRLLC場景制定了規范，同時進一步增強了eMBB場景。2020年7月9日，ITU-R國際移動通信工作組（WP5D）第35次會議成功閉幕，會議確定3GPP的5G規范成為唯一被ITU認可的5G標準。R17重點關注mMTC場景，基于現有架構與功能從技術層面持續演進，全面支持物聯網應用，預計于2021年12月完成。整體架構5G總體架構如圖13-3所示，由無線接入網NG-RAN和核心網5GC兩部分組成，其中NG-RAN中有兩類基站gNB和ng-eNB，其中gNB通過NR用戶面和控制面協議與終端通信，ng-eNB則通過LTE用戶面和控制面協議與終端交互。無論是哪類基站，基站之間通過Xn接口相互通信，兩類基站通過NG接口與5GC各核心網元交互。5GC同時支持NR和LTE兩種無線接入技術，實際上NR還可以與4G核心網EPC互聯互通，也就是“非獨立組網”工作模式，NR與5GC互聯互通則是“獨立組網”工作模式。圖13-35G總體架構13.1.3整體架構整體架構5GC采用基于服務的架構，也就是說協議只是規定核心網需要提供的服務和功能，不再規定具體的物理節點。隨著網絡功能虛擬化（NetworkFunctionsVirtualization，NFV）的發展，通用計算機上可以運行各類服務，基于服務的架構實際上是自然演進的結果。此外，5G核心網還支持網絡切片，網絡切片可以看作是服務于特定企業或者用戶的能夠提供必要功能的一個邏輯網絡，例如我們可以設置一個切片為高度移動性的用戶提供移動寬帶接入，設置另一個切片為工業自動化應用提供極低時延的通信服務。這些不同的切片在同一個物理接入網和核心網上運行，但是對于最終用戶來看，表現為不同的邏輯網絡，物理網絡和邏輯網絡的關系類似于物理計算機和虛擬機的關系。整體架構圖13-45GC應提供的服務整體架構5GC提供的服務如圖13-4左圖所示，所有灰色塊均屬于5GC，其中UPF（UserPlaneFunction）是RAN與互聯網等外部網絡的網關，完成用戶面的數據路由與轉發、QoS處理、包過濾等功能。控制面部分包含了若干服務，其中SMF（SessionManagementFunction）負責終端IP地址分配以及會話管理功能；AMF（AccessandMobilityManagementFunction）主要負責終端接入管理、移動性管理以及用戶面數據安全性與認證等。SMF/AMF的功能類似于EPC中的MME實體。此外還包括PCF（PolicyControlFunction），UDM（UnifiedDataManagement）、NRF（NRRepositoryFunction）以及AUSF（AuthenticationServerFunction）等服務，讀者可以查閱3GPPTS23.501獲得更加詳細的信息。由于AMF/SMF/UPF都是以服務的形式規定的，因此可以將他們部署在相同或者不同的節點上，還可以部署在云上。圖13-4右圖說明了5G各組成部分之間的接口。可以看出，gNB通過NG-c接口與5GC網元AMF實現控制面通信，通過NG-u接口與UPF實現用戶面通信，單個gNB可以同時連接多個UPF/AMF以實現負載均衡。gNB之間通過Xn接口相互通信，主要用來實現切換、雙連接以及多小區的空口資源管理。整體架構特別需要指出的是，5G支持將gNB分為集中單元（CentralUnit，CU）和若干分布式單元（DistributeUnit，DU）的新架構，圖13-5說明了4G與5G基站架構的區別，4G基站內部分為基帶單元（BasebandUnit，BBU）、射頻拉遠單元（RemoteRadioUnit，RRU）和天線幾個模塊，每個基站都有一套BBU，并通過BBU直接連到核心網，結構比較清晰。到了5G時代，原先的RRU和天線合并成了有源天線單元（ActiveAntennaUnit，AAU），而BBU則拆分成了DU和CU，其中CU部分運行RRC/PDCP/SDAP等實時性要求不高的協議層，DU部分則運行RLC/MAC/PHY等實時性較高的協議層。每個站都有一套DU，多個站點共用同一個CU進行集中式管理，其中5GC與CU之間的通信鏈路稱為回傳（Backhaul），CU與DU之間的通信鏈路稱為中傳（Middlehaul），DU與AAU之間的通信鏈路稱為前傳（Fronthaul）。CU和DU是邏輯概念，物理上是否分開部署取決于具體需求。整體架構圖13-54G與5G基站架構的比較NR設計原則高度靈活性NR大幅拓展了用于部署無線接入技術的頻譜范圍，支持0.41~7.125GHz的頻段（FrequencyRange1，FR1）或24.25~52.6GHz的毫米波頻段FR2工作。由于高頻段較大的路徑損耗，通常使用低頻段實現廣覆蓋，高頻段實現小范圍高容量覆蓋。通過高低頻段聯合實現宏微小區聯合覆蓋，從而提供極大的部署靈活性。此外，針對各種不同的工作頻率，NR靈活設置了15/30/60/120/240KHz多種子載波間隔，支持靈活的OFDM參數配置，其中低頻段使用小的子載波間隔與更長的循環前綴，支持廣覆蓋目標；高頻段則使用更大的子載波間隔和更短的OFDM符號周期，保證低處理時延和足夠的抗頻偏能力。帶寬方面也有足夠的靈活性，NR中最大子載波數目可達3300個，對于子載波間隔l5/30/60/120KHz，最大載波帶寬分別50/100/200/400MHz，還可以使用載波聚合靈活支持更大的帶寬。13.1.4NR設計原則NR設計原則雙工方面，NR除支持FDD和TDD外，還進一步支持動態TDD，動態TDD是NR有別于LTE的技術要點之一。如前所述，高頻段對于熱點容量覆蓋的微小區非常實用，由于微小區發射功率低，覆蓋范圍很小，因此同頻干擾并不嚴重，而且這類小區的業務變化很快，通過動態TDD，NR允許基站根據當前業務情況實時動態調整上下行時頻資源的配比。對于宏小區，為了避免小區之間嚴重的同頻干擾，則需要使用相對靜態的TDD配置，也就是每幀中的上下行配比基本不變。NR設計原則低能耗原則5G之前的移動通信技術的一個特點是，無論用戶業務如何，基站總是要周期性地發送一些控制信號，這些信號被稱為“常開”（always-on）信號．例如主輔同步信號、系統信息廣播信號以及用于信道估計的常開參考信號。在LTE的典型業務條件下，這種傳輸僅構成整個網絡傳輸的一小部分，因此對網絡性能的影響相對較小。但是，在峰值數據速率很高的超密集網絡中，每個小區的平均業務負載一般相對較低，相比之下常開信號的傳輸就成為整個網絡傳輸中不可忽視的一部分，導致極大的能耗，另一方面也會對其他小區造成干擾。通過最大限度地減少常開信號的傳輸，可以大大降低基站功耗。例如LTE中每子幀中都始終包含小區特定參考信號，終端可以用來實現信道估計及信號強度測量等功能；而NR中則取消了小區特定參考信號，除非有數據要發送，否則不發送解調參考信號，降低了基站功耗的同時也減少了對其他小區的干擾。NR設計原則低時延措施超低時延是NR需要達到的重要目標，為了實現這一目標，需要多協議層面協同聯合。例如在核心網層面使用邊緣計算，將計算能力盡可能部署在用戶附近以降低網絡的傳輸時延。此外，NR的MAC層和RLC層協議報頭設計也充分考慮了低時延要求，能夠在待傳數據量未知的情況下開始進行處理。這一點在上行方向上尤其重要，因為從接收上行授權到發送上行數據，終端可能僅有幾個OFDM符號的時間。相比之下，LTE協議則要求MAC和RLC層在生成PDU之前必須知道要傳輸的數據量，而傳輸數據量只能通過解析上行授權獲得，因而難以壓縮處理時延。再比如NR物理層將參考信號和攜帶調度信息的控制信令放在時隙最開始的位置，如圖13-6所示，通過把參考信號和下行控制信令放在時隙最開始的位置發送，并且關閉跨OFDM符號的時域交織，終端無須緩存數據，可以立即處理接收的數據，從而最小化解碼的時延。相比之下，LTE的參考信號是分布在整個時隙的，必須首先緩存整個時隙，利用參考信號完成信道估計之后才能開始數據解碼，顯然時延較大。NR設計原則圖13-6可能的時隙占用方案NR設計原則NR的基本調度周期是時隙，每個時隙持續時長為14個OFDM符號，對于時延敏感的業務場景，通過增大子載波間隔可減小時隙長度，從而縮短調度周期。但這種機制下，系統調度周期與時隙周期緊耦合，并不是效率最高的方式。為了實現進一步的動態調度，NR使用了微時隙（Mini-Slot）機制來支持突發異步傳輸。與周期出現的常規時隙不同，微時隙的起始位置是可變的，且持續時間比常規時隙更短，時長可定制。當突發業務數據到達時，NR能夠改變數據傳輸隊列的順序，將微時隙插入某個常規時隙傳輸數據的前面，無須等待下一個時隙開始，從而可以獲得極低的時延，如圖13-7所示。因此，微時隙機制能夠很好地適配uRLLC與eMBB業務共存的場景。對于熱點高容量場景，尤其是使用毫米波作為載頻的場景，由于帶寬很高，可能只需幾個OFDM符號即可承載較小的數據有效負荷，無需用到1個時隙中全部14個OFDM符號，在這種情況下，使用微時隙機制顯然可以提高資源的利用率。尤其是使用模擬波束賦形技術的場景，由于不同時刻波束指向不同方向，在每個波束方向上各自使用微時隙，就可以服務不同位置的多個UE設備。NR設計原則圖13-7微時隙協議棧13.2協議棧01PDCP層02RLC層03MAC層04物理層協議棧gNB與終端之間的空中接口協議棧如圖13-8所示，可以看出用戶面和控制面協議棧稍有不同，但是兩者在底下四層使用了相同的協議，以下重點討論用戶面協議棧。圖13-8NR協議棧協議棧NR協議棧與LTE協議棧極為相似，當然兩者還是存在著很大的不同。比較顯著的區別在于NR中多了一個SDAP層，圖13-9說明了各層的主要功能。圖13-9NR各層處理協議棧業務數據適配協議（ServiceDataApplicationProtocol，SDAP）層，負責將不同的QoS流，依據其QoS要求映射到不同的無線承載上。這里的無線承載與LTE中的概念相同。分組數據匯聚協議（PacketDataConvergenceProtocol，PDCP）層：負責IP包首部壓縮、加密以及完整性保護，此外負責切換過程中的數據重傳、按序遞交和重復數據刪除等功能，每個UE的每個無線承載都對應一個PDCP實體。無線鏈路控制（RadioLinkControl，RLC）層以RLC信道的方式為PDCP層提供服務，負責分段及重傳處理。每個RLC信道（或每個無線承載）都對應一個RLC實體。為了滿足低時延的要求，NR中的RLC協議與LTE的RLC協議有所不同。媒質接入控制（MediumAccessControl，MAC）層以邏輯信道的形式向RLC層提供服務，負責處理邏輯信道的復用、HARQ及調度功能，特別是gNB側MAC層的調度功能需要負責本小區所有上下行傳輸的資源調度。與LTE有所不同，為了滿足低時延要求，NR重新設計了MACPDU的協議頭。物理（PhysicalLayer，PHY）層以傳輸信道的方式向MAC層提供服務，負責信道編碼譯碼、調制解調、多天線映射以及其他物理層功能。協議棧圖13-10使用1個例子說明了下行數據經過各層協議封裝的情況，首先定義兩個名詞，對于某個協議層來說，來自或者去往高層的數據單元稱為業務數據單元（ServiceDataUnit，SDU），來自或者去往低層的數據單元稱為協議數據單元（ProtocolDataUnit，PDU）。本例中三個IP分組中的前兩個對應一個無線承載，最后一個使用另一個無線承載，兩個無線承載分別對應不同的PDCP/RLC實體。SDAP協議將IP分組n和n+1映射到無線承載x，IP分組m映射到無線承載y，輸出PDU交給PDCP層；對于PDCP層來說就是收到了PDCPSDU，PDCP以每個無線承載為單位對IP分組執行首部壓縮、加密等處理，添加必要的協議頭生成PDCPPDU后交給RLC層；RLC根據需要，對PDCPPDU執行分段并添加序號等處理，添加必要的協議頭后輸出RLCPDU交給MAC層；MAC層對多個RLCPDU進行復用并添加MAC協議頭，形成MACPDU，也就是傳輸塊TB交給物理層處理。協議棧圖13-10數據封裝示例PDCP層PDCP的主要功能是IP報頭壓縮和報文加密。報頭壓縮機制采用基于魯棒性報頭壓縮（RobustHeaderCompression，ROHC）的標準化報頭壓縮算法，對于控制面，PDCP還提供完整性保護以確保控制消息來自正確的信息源。在接收端，PDCP要執行相應的解密和解壓縮操作。PDCP還負責切換時的重復數據包刪除。在切換時，源gNB的PDCP負責將未送達的下行數據包轉發到目標gNB；在終端側，由于HARQ的緩存被清空，終端上的PDCP實體還將負責重傳那些尚未送達gNB的所有上行數據包。在這種情況下，終端和目標gNB上可能會接收到一些重復的PDU，通過檢查序號就可以刪除重復數據包。如果需要，PDCP還可以被配置為執行重排序功能以便確保SDU按序遞交到更高層協議。PDCP中重復數據包處理功能也可用于提供額外的分集功能。在發射端，數據包被復制多份在多個小區中發送，增加了成功接收的可能性。在接收端，PDCP的重復刪除功能可以刪除掉所有重復項，這實質上相當于選擇分集。13.2.1PDCP層RLC層RLC協議負責將來自PDCP層的RLCSDU經過分段處理轉換為大小合適的RLCPDU，此外RLC協議還負責重傳出錯的PDU以及檢測重復接收的PDU，與LTE相同，NR中的RLC也有TM、UM和AM三種工作模式，其中TM模式對RLCSDU不做任何處理，UM模式中包含序號，支持數據分段和重復檢測，而AM模式則是在UM模式基礎上增加了差錯重傳功能。AM工作模式下，通過檢測序號，RLC實體可以發現接收數據是否發生了缺失，進而通知對端重傳。注意MAC層的HARQ功能也可在傳輸出錯的時候自動發起重傳，丟失或出錯數據的重傳主要是由MAC層的HARQ機制處理，并由RLC層的ARQ進行補充。13.2.2RLC層RLC層NR中的RLC不保證按序遞交，這是其與LTERLC的一個區別。在NR中，即使RLC實體發現序號不連續，也不會等待缺失的PDU，而是立即將解出的RLCSDU直接遞交高層，由高層自行保證數據的有序性，這種做法可以極大地降低NR處理的時延。另一個區別是NR的RLC中去掉了級聯功能，從而允許在收到調度授權之前提前生成RLCPDU，這種做法也可以降低總體時延。如圖13-11所示，以上行為例，在LTE中，UE只有收到了調度授權才知道本次允許發送的字節數，UE的MAC層才能通知RLC生成相應大小的PDU，RLCPDU可以由多個SDU級聯而成，也可以包含某個SDU的一部分，由于級聯操作比較復雜，從而導致了較大的時延。然而在NR中，終端從接收調度授權到終端發起上行傳輸的時間間隔很短，通常只有短短幾個OFDM符號的時間。為此RLC刪去了SDU的級聯功能，無需等待調度授權，就可以提前針對每個RLCSDU分別生成RLCPDU，當收到調度授權后，根據其中允許發送的字節數L，將緩存的多個RLCPDU依次交付給MAC層，直到這些PDU的總長度超過L為止，最后一個PDU可能需要分段后交付MAC層，以保證交給MAC層的數據總長度正好是L，由于分段操作很簡單，因此基本沒有處理時延。RLC層圖13-11LTE與NR的RLC區別MAC層MAC層的第一個重要功能是實現邏輯信道到傳輸信道的映射，具體的映射關系如圖13-12所示，從邏輯信道、傳輸信道的名稱以及映射關系來看，NR與LTE完全相同，且邏輯信道與傳輸信道上傳輸的內容與LTE也幾乎完全相同，具體可參看12.3.1節。簡單來說，MAC層支持上述映射關系的具體做法是將多個邏輯信道復用到1個傳輸信道中，并通過MACPDU中的協議頭說明上述復用關系，在接收端MAC層，依據MAC協議頭，通過解復用操作可以分離出每個邏輯信道分別遞交給相應的RLC實體。圖13-12NR中的信道映射13.2.3MAC層MAC層NR與LTE的MAC協議字段設計有很大的不同，如圖13-13所示，LTE中MAC協議頭位于PDU的最前面，每個PDU中復用的邏輯信道數目是可變的，且針對每個邏輯信道的MAC協議子頭也是變長的，因此只有在知道調度決策之后才能執行復用過程組裝MACPDU。然而NR中則是在每個MACSDU之前添加子頭，這種做法允許在收到調度決策之前就提前處理每個MACSDU，為其分別添加協議子頭，子頭中包含了LCID字段以及SDU長度字段，其中LCID指明了該SDU來自于哪個邏輯信道，每個MACSDU最大為65536字節。MACPDU中除了攜帶不同邏輯信道的數據，還可以包含MAC層控制信息，這些信息可以看作是MAC層的帶內控制信令。對于下行傳輸，MAC控制信息位于MACPDU的最前面；對于上行傳輸，則位于MACPDU的尾部，這么做也是為了滿足低時延的要求。有多種可能的MAC控制信息，例如基站通過時間提前量的MAC控制信息，通知終端調整其發送時機。具體請參考TS38.321。MAC層（a）LTE（b）NR圖13-13LTE和NR中的MACPDUMAC層MAC層的第二個重要功能是調度，其目標與LTE相同，讀者可以參考12.3.1節，具體的調度算法則由各生產廠商自行設計。雖然動態調度是NR的基本工作模式，但是也可以通過配置實現半靜態調度（Semi-PersistentScheduling，SPS），即終端被預先配置可用于上行數據傳輸（或下行數據接收）的資源。一旦終端有可用數據，它就可以立即開始上行傳輸，無須首先發送調度請求并等待調度授權，從而實現更低的時延。MAC層的第三個重要功能是帶軟合并的HARQ，HARQ協議使用與LTE類似的多個并行停等進程。當接收到傳輸塊（TransportBlock，TB）時，接收機嘗試解碼，并通過1比特的ACK信號向發射機反饋解碼是否成功，如果解碼失敗，則發射端需要重傳該TB。顯然，收發兩端都需要知道ACK與HARQ進程的對應關系，為此NR上下行均采用異步HARQ，即明確指出需要重傳的HARQ進程，這一點與LTE也存在較大的差別。例如對于需要重傳的上行數據，基站無需向UE發送ACK/NACK信息，而是直接調度UE進行指定HARQ進程的數據重傳。MAC層與LTE相比，NR中HARQ機制的一個增強功能是碼塊組（CodeblockGroups，CBG）重傳，物理層在收到MAC遞交的TB后，通常會首先將TB分割成1個或多個碼塊（Codeblock，CB），然后以CB為單位執行LDPC信道編碼，以保證信道編碼合理的復雜度。對于5G可能的Gbps量級的數據傳輸，每個TB可以有高達數百個CB，如果傳輸出錯，大多數情況下1個TB中只有少量CB遭到破壞，此時重傳整個TB既浪費資源也非必要，只需重傳錯誤的CB即可。但是重傳CB要求HARQ協議明確指出每個出錯的CB索引，有可能導致過高的控制信令開銷，因此NR采用了CBG重傳的折中方案，如果配置了CBG重傳，則每個CBG都需要提供反饋，從而僅僅重傳出錯的CBG，這比重傳整個TB消耗更少的資源。盡管CBG重傳是HARQ機制的一部分，但它對MAC層是不可見的，因為對MAC層來說，只有正確接收了所有CBG，才算是收到了TB。考慮到射頻拉遠單元會引起一定的前傳時延，以及5G中較短的時隙長度（意味著更快的調度），NR最多可支持16個HARQ進程，而LTE的最大HARQ進程數為8。出于和12.3.1節相同的理由，多個并行的HARQ進程可能導致接收數據出現亂序，這一問題在LTE中由RLC層解決，而在NR中則由PDCP層或者更高的傳輸層協議（例如TCP）來解決。物理層物理層以傳輸信道的形式向MAC層提供服務。以gNB的下行方向為例，MAC層在每個調度周期針對每個UE最多輸出1或2個TB及其傳輸格式（TransportFormat，TF）作為1路DL-SCH傳輸信道交付給物理層，物理層負責完成傳輸信道到物理信道的映射，包括編碼、物理層HARQ處理、調制、多天線處理以及將信號映射到相應的物理時頻資源上。一個物理信道對應于一組用來傳送某個特定傳輸信道的時頻資源，每個傳輸信道映射到相應的物理信道上，如圖1312所示。有些物理信道用于傳輸物理層控制信息，并沒有對應的傳輸信道，這類信道也稱為Ll/L2控制信道。具體來說，NR中定義了以下物理信道類型：13.2.4物理層物理層物理下行共享信道（PhysicalDownlinkSharedChannel，PDSCH），用于單播數據傳輸的主要物理信道，也用于傳輸尋呼信息、隨機接入響應消息和部分系統信息。物理上行共享信道（PhysicalUplinkSharedChannel，PUSCH），終端在上行方向上發送數據業務使用的信道。物理廣播信道（PhysicalBroadcastChannel，PBCH)，用于傳輸終端接入網絡所需的部分關鍵系統信息。物理下行控制信道（PhysicalDownlinkControlChannel，PDCCH），用于傳輸下行控制信息，主要是調度決策，包括正確接收PDSCH的必要輔助信息以及正確發送PUSCH的調度授權信息。物理上行控制信道（PhysicalUplinkControlChannel，PUCCH），終端使用它來發送HARQ反饋、信道狀態報告以及請求PUSCH資源。物理隨機接入信道（PhysicalRandomAccessChannel，PRACH），用于隨機接入。物理層圖13-14給出了傳輸信道DL-SCH/UL-SCH到物理信道PDSCH/PUSCH映射過程中的處理流程，NR與LTE對業務信道的處理基本類似。需要指出的是，LTE中上下行共享信道使用Turbo信道編碼，NR中則使用了低密度奇偶校驗（Low-DensityParityCheck，LDPC）碼。這主要是因為NR要支持非常高的數據速率，盡管從糾錯能力上看，LDPC和Turbo編碼性能相近，但LDPC的實現復雜度更低，特別是在高碼率時有明顯優勢。圖13-14NR中PDSCH/PUSCH處理流程物理層與LTE相比，NR中去掉了PCFICH/PHICH等信道，并且NR中的PDCCH時頻結構更靈活，可以在一個或多個控制資源集（COntrolREsourceSET，CORESET）中傳輸，CORESET的大小和時頻位置由基站半靜態配置，頻域上可以出現在不同的RB位置，占用6個RB的整數倍，最多可以占到整個載波帶寬，時域上可以出現在時隙內的任何位置，最多占用3個OFDM符號，但是為了方便接收數據，通常會把CORESET放在時隙的起始位置。需要指出的是，LTE中的PDCCH占用每個子幀前1~3個OFDM符號的整個載波帶寬，而NR中的CORESET允許僅僅占用部分載波帶寬且時域位置靈活，優點在于能夠有效兼容不同帶寬能力的終端，并且便于向未來兼容，關于帶寬能力，可以參考13.3.4節。此外，LTE中PDCCH占用的OFDM符號寬度在每個子幀上都是動態變化的，由PCFICH指示，而NR中CORESET長度則是固定的，具體時頻位置是通過RRC信令提前配置好的。物理層5G系統為了支持更加靈活的資源分配，如圖13-15所示，在時域上PDSCH/PUSCH與PDCCH（DCI）的位置不再固定。對于PDSCH，其與PDCCH的相對位置由DCI中的K0域指示。K0=0表示PDSCH與PDCCH處于同一個時隙，K0=1表示PDSCH處于PDCCH隨后的那個時隙中，依此類推。對于PUSCH，其與PDCCH的相對位置由DCI中的K2域指示。K2=0表示PUSCH與PDCCH處于同一個時隙，K2=1表示PUSCH處于PDCCH隨后的那個時隙中，依此類推。需要注意的是，UE需要一定的時間來準備PUSCH數據，TS38.214中規定了這個準備時間的長度，資源調度時基站需要保證PUSCH距離PDCCH的間隔大于PUSCH的準備時間。PUCCH用于傳輸HARQ反饋、信道狀態反饋、上行數據調度請求等上行控制信息，根據信息量和PUCCH傳輸持續時間的不同，有若干不同的PUCCH格式。例如短PUCCH在時隙的最后一個或兩個符號中發送，從而可以實現非常迅速的HARQ確認反饋，基站從PDSCH傳輸結束至收到終端HARQ反饋的時延大約僅僅是幾個OFDM符號的長度。而LTE中這個時延接近3毫秒，也就是三個子幀的時長。如果短PUCCH的持續時間太短以至于不能提供足夠的覆蓋，可以采用更長的PUCCH持續時間。物理層圖13-15NR中PDSCH/PUSCH與PDCCH之間的位置關系信道編碼方面，由于物理層控制信道數據量比業務信道要小，并且不使用HARQ，當控制信息的有效載荷大于11比特時采用極化（Polar）碼，否則采用Reed-Muller碼。物理傳輸結構13.3物理傳輸結構01空口波形02幀結構與多參數集03雙工方式04部分帶寬空口波形針對5G的空口波形，盡管學界和業界曾提出FBMC、UFMC及GFDM等許多候選技術，但是這些技術或者技術實現比較復雜，或者難以與多天線技術結合使用，因此最終5GNR還是選擇與LTE相同的OFDM作為上下行空口波形方案。與LTE上行僅支持DFTS-OFDM不同，NR在上行方向上支持OFDM和DFTS-OFDM兩種波形，支持前者是因為接收機更容易與MIMO空分復用技術結合，實現高速傳輸；支持后者則是出于與LTE類似的考慮，可以降低峰均比從而提高終端側功率放大器的效率。13.3.1空口波形幀結構與多參數集LTE中只支持一種子載波間隔，即15KHz，但是NR支持多種不同的子載波間隔，如表13-2所示。每種子載波間隔都對應符號周期、時隙、循環前綴等一整套不同的參數，不同子載波間隔對應的參數集合構成多參數集（MultipleNumerology）。無論子載波間隔為多少，每幀長度為10ms，由10個子幀級聯而成，每個子幀持續時間為1ms，每子幀進一步分為若干時隙，具體的時隙數取決于子載波間隔，如圖13-16所示，不同的參數集具有不同的μ值，分別對應不同的子載波間隔。如果是普通（Normal）CP類型，每個時隙包含14個OFDM符號，如果是擴展（Exended）CP類型，則每個時隙包含12個OFDM符號。由表13-2可知，僅Δf=60KHz才使用擴展CP類型，其他Δf只支持普通CP類型。根據子載波間隔可以很容易算出OFDM符號周期T_s=1\/Δf。13.3.2幀結構與多參數集幀結構與多參數集表13-2NR支持的子載波間隔圖13-16NR中幀、子幀與時隙幀結構與多參數集與LTE類似，NR中也有資源格和資源塊（ResourceBlock，RB）的概念，不過在LTE中，一個RB是指一個時隙12個連續子載波構成的二維資源，是資源分配的最小單位；而在NR中，1個RB則是指單個OFDM符號中的12個連續子載波。NR支持在兩個頻率范圍上工作，其中0.41~7.125GHz稱為頻率范圍1（FrequencyRange1，FR1），24.25~52.6GHz稱為FR2。如果工作于FR1，則支持的子載波間隔為l5/30/60KHz，單載波最大帶寬為100MHz，FR2支持的子載波間隔為60/l20KHz，最大工作帶寬為400MHz。表13-3和表13-4分別列出了FR1和FR2兩個頻率范圍、不同子載波間隔條件下支持的帶寬配置及相應的RB數目。例如FR1，60KHz子載波間隔，如果工作帶寬為100MHz，根據表13-3，RB數目為135個，即1620個子載波，占用實際寬度為97.26MHz，左右各留出1.37MHz的保護間隔用于容納頻譜旁瓣。此外，還可以使用載波聚合來支持更大的帶寬。特別需要說明的是，NR支持在工作帶寬內，依據傳輸的信號類型使用不同的子載波間隔，因此在完全相同的頻率范圍內，系統可以配置兩個子載波間隔為Δf的RB，也可以配置為單個子載波間隔為2Δf的RB。例如NR中的同步信號可以使用240KHz子載波間隔，但是業務數據最大只能支持120KHz的子載波間隔。幀結構與多參數集表13-3FR1條件下支持的帶寬配置表13-4FR2條件下支持的帶寬配置幀結構與多參數集在LTE中，只有一種參數集，所有終端都支持整個載波帶寬，所以容易定義RB位置。但是在NR中，可能同時存在若干參數集，標識RB位置就需要一個公共參考點，這個公共參考點稱為A點，在同一個工作帶寬條件下，無論使用哪個子載波間隔配置μ，A點都是固定不變的。為了進一步說明A點的位置，NR中引入了公共資源塊（CommonResourceBlock，CRB）的概念。CRB是針對整個工作帶寬來編號的，0號CRB對應整個工作帶寬中頻率最低的那個RB，CRB的最大編號與工作帶寬和子載波間隔有關，例如50MHz帶寬下子載波間隔為15KHz的最大CRB編號是269，子載波間隔為30KHz的最大CRB編號是132（可由表13-3查得），A點位于0號CRB的0號子載波位置，如圖13-17所示。初始接入過程中，終端完成下行同步之后，通過接收系統廣播就可獲得A點的具體位置。圖13-17A點與CRB幀結構與多參數集之所以定義多套參數集，是因為5G在很寬的頻率范圍和很高的帶寬上工作，隨著工作頻率的升高，多普勒頻移越來越大，為了降低多普勒頻移對OFDM造成的影響，提高子載波間隔是一種可行的手段；此外，工作帶寬增加，而子載波間隔不變，將導致DFT/IDFT點數增加，進而計算/存儲復雜度都會增加，例如Δf=15KHz條件下，400MHz帶寬將要求高達26400點的DFT，如果采用120KHz的子載波間隔，則FDT點數可以降為3300點；最后增加Δf可以降低OFDM符號的時長，這就意味著更短的時隙長度和更短的調度間隔，從而為5G的低時延要求提供可能。因此，在NR中可以隨著工作頻率的升高使用更大的子載波間隔和更短的OFDM符號，實際上，工作頻率升高，路徑損耗也會相應增加，小區覆蓋范圍縮小，也相應降低了無線信道的均方根時延擴展，客觀上允許使用更短的循環前綴長度，從而為更短的OFDM符號提供了可行性。雙工方式LTE中使用不同的幀結構分別支持FDD和TDD模式，并且在TDD工作模式下以幀為單位規定了其中每個子幀的傳輸方向，一共定義了7種不同的上下行配比，并且LTE上下行配比不隨時間動態變化。而NR中的配比則要靈活的多，且使用同一個幀結構支持FDD/TDD模式，FDD只是其中的一個特例。具體來說，引入了靈活時隙的概念，可以在OFDM符號級別調整上下行方向，并且使用了動態TDD技術允許隨時動態改變上下行配比，從而可以支持更多的場景和業務類型。13.3.3雙工方式雙工方式NR允許以時隙為單位規定其中每個OFDM符號的傳輸方向，可能的傳輸方向有下行D、上行U或者靈活F三種。其中F符號可用于上行、下行或者GP傳輸，究竟用于何種用途，需要結合多種配置機制才能實時確定。當NR用于FDD時，只需在下行頻率上將所有時隙的所有符號都定義為D符號，上行頻率上都定義為U符號即可。理論上每個時隙中每個符號都可以指定為D、U或者F三者之一，可能的組合數量非常大，NR的R15版本中規定了61種預定義的組合關系，具體可以查閱TS38.213的表11.1.1-1，表13-5僅僅給出了NR中支持的部分上下行配比。不同的上下行配比適用于不同的業務模式，例如當前存在大量下行業務時，可以將每個OFDM符號都配置為D符號，以最大可能地提高下行傳輸速率。表13-5NR支持的部分上下行配置雙工方式NR系統支持四級時隙配比的配置方案，其中第一級和第二級使用RRC層信令實現半靜態配置，第三級和第四級則是通過調度實現動態配置。以下分別說明。第一級是小區級配置，通過系統消息廣播下發給所有終端；第二級是終端級的上下行指示配置，該配置通過RRC信令單獨通知給某個終端。如圖13-18所示，終端如果收到這兩種配置，會將兩種配置規定的上下行配比合并，終端級配置將覆蓋小區級配置，第一級規定為F符號的，如果第二級配置明確指定了上下行方向U或者D，則按照第二級配置合并；如果小區級和終端級都指示為F符號，那么合并后這個符號依然為F符號，合并后的F符號，終端必須進一步結合第三、四級動態調度，明確其究竟用于上行或者下行方向。因此完全依賴調度信令實現動態TDD，和通過RRC信令將所有OFDM符號都標記為F符號是等效的。圖13-18上下行配置合并雙工方式第三級配置是通過動態信令將上下行配比發送給一組終端。這組終端會同時監聽一個特殊的下行控制信息時隙格式指示（SlotFormatIndicator，SFI）。如果收到了SFI，即收到了SF表格的索引，則通過查SF表即可獲得各OFDM符號的傳輸方向。這里SF表指的是一張通過RRC信令在終端配置的表格，表格里面每一行都對應了一組預設的D、F和U的組合模式。第四級配置也是通過動態信令通知被調度的終端，終端根據下行信令中的調度授權，除非明確規定為上行發送，否則所有符號都當作下行符號來接收。第三級和第四級配置的區別在于前者發送給那些當前未被調度的終端，而后者則是發送給那些當前需要上行或下行數據傳輸的終端。例如網絡先前通過RRC信令配置了終端周期性發送上行探測信號（UplinkSoundingSignal，SRS），通過第三級配置可以將相應符號標記為下行符號，從而臨時禁止這些終端發送SRS。雙工方式上述四級配置結合使用可以提供巨大的靈活性，對于廣覆蓋場景中的宏小區，動態TDD可能會導致較大的干擾，此時應該采用類似LTE的半靜態上下行配比，即第1級配置，以高層信令的方式半靜態地配置某些或所有時隙的傳輸方向，這種情況下，由于終端能夠提前確知哪些時隙用于下行，因此僅在下行時隙上開啟接收解調，能夠降低終端能耗。在更高頻段例如FR2，由于其傳播條件，這些頻段通常適用于局域覆蓋的微小區。對于密集部署或者一些和周邊小區相對隔離的微小區，小區間干擾能夠得到較好的控制，基站不需要過多考慮周邊基站的上下行情況，可以獨立地調整上下行配置。而且在小區較小、每小區用戶數量相對較少的場合中，小區業務的變化很快，例如某用戶單獨在小區中并且需要下載一個很大的文件，那么大部分資源集中在下行，上行只占很小一部分。但是很快情況可能就會有所不同，大部分容量需求可能轉移到上行方向。通過第三級和第四級配置方法使用動態TDD隨時動態分配上下行傳輸方向能夠有效應對業務的快速變化，調度器將根據業務的實時變化完全決定每個OFDM符號到底用作下行還是上行。雙工方式最后，從下行傳輸到上行傳輸之間需要留出足夠的保護間隔，其具體原理已經在12.4.1節詳細討論過了。類似于LTE中S子幀的GP，NR中通過在下行OFDM符號與上行符號之間指定若干靈活符號用于傳輸GP，即可實現保護間隔的功能，保護間隔的長度取決于小區半徑和相鄰小區的干擾情況，保護間隔越長，則下行符號與上行符號之間的靈活符號越多。對于相對隔離的微小區來說，小區半徑很小且幾乎不存在相鄰小區的干擾，因此保護間隔可以很短，例如NR中支持的保護間隔最短為1個OFDM符號。部分帶寬在LTE中所有終端都可以在20MHz的最大載波帶寬上工作。但是NR中的工作帶寬可能高達400MHz，對于終端來說，在這么大的帶寬上發送或者接收數據將導致較高的能耗，既不必要也不合理。NR允許終端側采用接收機帶寬自適應機制以降低終端能秏，帶寬自適應是指在數據速率不高的情況下終端僅在相對較窄的部分帶寬上接收控制信令和用戶數據，在需要支持高速通信時能夠動態打開寬帶接收機。為此NR定義了部分帶寬（BandwidthPart，BWP）的概念，用來指示某個子載波間隔下終端與基站之間的通信帶寬。如圖1319所示，每個BWP可由參數集（子載波間隔和循環前綴長度）以及該參數集下從某個CRB開始的一段連續RB構成的集合來描述。針對單個BWP，NR使用物理資源塊（PhysicalResourceBlock，PRB）來標識其中的每個RB，BWP中頻率最低的RB即為0號PRB，PRB的最大編號取決于BWP的帶寬和子載波間隔。如圖13-19中0號BWP的0號PRB對應N0start號CRB。13.3.4部分帶寬部分帶寬圖13-19BWP與PRB、CRB的關系部分帶寬每個終端完成初始下行同步后，將從PBCH中解出控制資源集（CORESET），CORESET中定義了初始的下行BWP，通過CORESET還可以找到系統廣播信息對應的控制信道，進而接收系統廣播獲得初始的上行BWP。當終端在小區中入網注冊進入連接態后，當前小區可以為其配置最多4個下行BWP和4個上行BWP，但是任意時刻都只有一個當前激活的下行BWP和上行BWP，終端將只在當前激活的下行BWP上接收PDCCH/PDSCH，基站發給該終端的消息必須在該終端當前激活的下行BWP范圍內，當然，終端將只在當前激活的上行BWP上發送PUCCH/PUSCH。如果是TDD工作模式，則上行BWP和下行BWP的中心頻率相同。gNB可以通過控制信令為終端激活或者關閉不同的BWP，如13-20所示。部分帶寬圖13-20BWP激活與切換大規模MIMO技術13.4大規模MIMO技術01數字域多天線預編碼02波束管理大規模MIMO技術13.4大規模MIMO技術在LTE中，多天線技術被用于獲得分集增益、指向性增益以及空分復用增益，是獲得高速率傳輸以及高頻譜效率的一項關鍵技術。具體來說，在收發端采用多天線技術會給移動通信系統帶來以下好處：

因為天線間存在一定距離或者處在不同的極化方向上，因此不同天線經過的信道不完全相關。在發送端或者接收端使用多天線可以提供分集增益，對抗信道衰落。

通過調整發送端每個天線單元的相位和幅度，可以使發送信號存在特定的指向性，也就是將所有的發送能量集中在特定方向（波束賦形）上。由于能量集中，所以這種指向性可以提高傳輸速率以及傳輸距離。指向性還能夠降低干擾，從而整體提高頻譜效率。和發射天線類似，接收天線也可以利用波束賦形技術，把對特定信號的接收聚焦在信號的波達方向，從而降低來自其他方向的干擾信號的影響。

最后，利用接收機和發射機上的多天線，采用空分復用技術，可以在相同的時頻資源上，并行傳輸多層的數據流。大規模MIMO技術NR和LTE不同的一點是NR需要支持高頻部署，因此多天線技術變得尤為關鍵。一般來說，更高的頻率意味著更大的路損，也就是更小的通信范圍。這是因為天線尺寸通常隨著頻率升高而減小。如果將載波頻率提高10倍，那么波長會降為原來的1\/10，進而天線的物理尺寸也就降為原來的1\/10，整個天線的面積則降為原先的1%。這就意味著能夠被天線捕捉的能量下降20dB。當5G工作于FR2毫米波頻段時，意味著接收功率大幅下降。如果隨著載波頻率升高，收發天線尺寸均保持不變，則天線所捕捉的能量就可以保持不變，然而相對于波長來說較大的天線尺寸將極大地增加天線的指向性（天線指向性大致和物理天線面積除以波長平方成正比）。換言之，發射天線只能將輻射能量集中在很窄的波束中，接收天線也只能在很窄的波束中接收能量，收發天線必須相互對準才能達到上述目的。盡管高度方向性的天線在理論上可以維持類似于低頻段的覆蓋程度，但是毫米波傳輸依然面臨繞射能力差、要求直視路徑等許多困難，實際的覆蓋情況還是比低頻段差很多。因此在5G時代需要聯合使用高低頻段，通過低頻段實現廣覆蓋，高頻段實現小范圍高容量覆蓋。大規模MIMO技術對無線通信系統而言，在載波頻率增加的前提下要保持天線物理面積不變，可以通過在天線面板上集成更多的天線單元來實現。每個天線單元的尺寸以及天線單元的間距一般和波長成正比，因此隨著頻率增加，天線單元的間距也會隨之減少，相應地天線單元的個數就會隨之增加，相當于大量的天線同時工作。在毫米波條件下，單個天線的尺寸很小，可以使用大量的微小天線構成大規模陣列，盡管LTE中也支持使用多天線，但是NR中支持的天線數目更多，因此得名大規模MIMO。大規模MIMO技術在天線面板里集成大量的天線單元，通過獨立調整各個天線單元發射的相位，可以方便地控制發射波束的方向。同樣，接收端也可以通過調整每個天線單元的接收相位來控制接收波束的方向。總體上說，任何多天線傳輸技術都可以按照圖13-21來建模。發送的信號可以表示為向量，即同時發送NL層獨立信號，隨后通過一個變換矩陣W（矩陣維度為NT×NL），映射到NT個物理天線上，所有物理天線上發送的信號記為向量圖13-21多天線預處理

大規模MIMO技術圖13-21所示模型適用于大多數多天線傳輸場景，但在實際產品中由于各種限制可以有不同的實現方式，最現實的一個考慮是實現多天線處理（也就是實現矩陣W）的位置，通常有兩種做法，如圖13-22所示。圖13-22多天線預處理多天線處理在發射機模擬域實現，也就是在數模轉換之后實現。多天線處理在發射機數字域實現，也就是在數模轉換之前實現。大規模MIMO技術通常NT>NL，數字域實現的主要缺點是實現復雜，特別是需要每個天線單元都配置一個數模轉換器。隨著工作頻段升高，天線單元數量NT越大，所需的DAC也就越多，成本也就越高。因此毫米波產品中往往采用模擬域多天線處理。而模擬域多天線處理，一般是對每天線信號進行相移來調整波束方向，即波束賦形，如圖13-23所示。因此在毫米波段，多天線應用主要以波束賦形為主，正好毫米波段也不缺帶寬，對MIMO空分復用的要求并不強烈。圖13-23波束賦形大規模MIMO技術模擬域多天線處理的一個限制是，每個時刻波束只能指向一個方向，或者說，基站必須在不同的時刻為分布在不同方向上的終端服務，如圖13-25所示。而在低頻卻恰恰相反，由于波長較大，天線數目NT有限，因此即使在數字域實現多天線處理，也不會耗費太多的DAC，加上低頻段主要的困難在于帶寬資源受限，往往空分復用更為關鍵，而空分復用恰好需要數字域的多天線處理。在數字域里，發送端可以任意地調整變換矩陣W（也稱為預編碼矩陣）中每個元素的相位和幅度，從而提供高階的空分復用能力。同時數字域還允許為同一載波內多個數據層產生獨立的變換矩陣W，這樣發給不同方向上終端的數據可以放置在不同的頻率上同時發送，如圖13-25所示。大規模MIMO技術圖13-24波束賦形（每個時刻只能指向一個方向）圖13-25同時多方向波束賦形大規模MIMO技術模擬域和數字域多天線處理的區別在接收端也同樣存在。對模擬域多天線處理，一個時刻只能接收來自一個特定方向的信號，對兩個方向信號的接收只能在不同時刻發生。而數字域多天線處理則能夠提供足夠的靈活性，可以支持來自多個方向多個數據流的同時接收。和發送端類似，數字域多天線處理主要的問題是實現復雜性，需要為每個天線單元提供一個模數轉換器。總之，在高頻段工作時，可以通過波束賦形，實現在極窄的波束中傳輸信號以擴展覆蓋范圍。而在較低頻段，可以使用多天線實現空分復用，有效提高傳輸速率。數字域多天線預編碼這部分內容從原理上看與LTE基本相同，可以參考12.8節獲得更為詳細的信息。多天線預編碼設計的一個重要的問題是，在傳輸數據使用預編碼的條件下，是否需要對解調參考信號（DemodulationReferenceSignal，DM-RS）也進行相同的預編碼。如果DMRS沒有預編碼，這意味著接收機需要知道發射機使用的預編碼才能夠進行相干解調。如果參考信號和數據一起進行預編碼，則接收機無需知道預編碼矩陣就可以正確解調。為了支持多用戶MIMO傳輸，NR中UE下行最多可以接收8個MIMO層，上行最多4層。此外，NR支持分布式MIMO，也就是說終端每時隙可以接收來自多個基站的獨立的PDSCH，以實現從多個傳輸點到同一用戶的同時數據傳輸。13.4.1數字域多天線預編碼

波束管理如前所述，在高頻段工作時，多使用模擬域波束賦形技術，這一技術的限制是，在給定時刻接收或發射波束只能指向某個特定方向，相同的信號在多個OFDM符號中不斷重復，以高增益、窄波束加波束掃描的形式保證全向覆蓋，如圖13-26所示。NR為3GHz以下頻段規定了4個波束方向，3GHz以上的頻段有8個波束，每個波束覆蓋不同的方向。FR2更是規定了64個波束方向。圖13-26波束掃描由于每個時刻基站和終端只能在特定方向上發射和接收信號，因此對于終端的同步機制有著較大的影響，NR中的信道和信號（包括用于控制和同步的信道和信號），其設計都必須支持波束掃描的工作方式。13.4.2波束管理

波束管理波束管理的目標是建立和維護一個合適的波束對，即接收機選擇一個合適的接收波束，發射機選擇一個合適的發射波束，兩者聯合起來保證良好的無線連接。最優的波束對并不一定意味著發射機和接收機的波束相互對準，由于移動信道環境中可能存在障礙物，當發送端和接收端之間不存在直視徑的情況下，有可能收發信機的波束都對準某個反射體才是最優的。一般來說，波束管理可以分為初始波束建立、波束調整及波束恢復三部分，其中終端上下行同步后將建立初始波束，為了適應終端的移動和環境的緩慢變化，需要不斷進行波束調整，最后，由于環境變化導致當前波束對失效時，就需要通過波束恢復重新建立波束對。波束管理每個小區周期性地在所有波束指向上廣播同步信號，在UE搜索小區階段，UE將測量每個波束指向上的同步信號，并找到強度最高的波束指向，完成下行同步后即可獲得相應的波束ID，實際上就是對該UE來說最優的來波方向，如圖13-27所示，通過系統廣播可以知道這一波束ID對應的隨機接入資源，相應發起隨機接入，完成上行同步后進入連接態。圖13-27波束掃描與測量波束管理當初始波束對建立后，因為終端的移動、旋轉等原因，需要定期地重新評估接收端波束和發送端波束的選擇是否依然合適，即便終端完全靜止不動，周邊環境中一些物體的移動也有可能會阻擋或者不再阻擋某些波束對，這就意味著波束調整是必需的。波束調整還包括優化波束形狀，比如相對于初始波束，通過波束調整讓波束更加窄從而獲得更高的傳輸增益。因為波束對的波束賦形包括發送端波束賦形和接收端波束賦形，所以波束調整可以分為下面兩個獨立的過程：現有接收波束不變，重新評估和調整發送端的發射波束。現有發射波束不變，重新評估和調整接收端的接收波束。如上所述，對上行和下行兩個方向都需要波束調整，以下行波束調整為例，需要分別調整下行發射端和接收端兩端的波束指向，具體如下：波束管理下行發送端波束調整下行發送端波束調整的主要目的是在終端接收波束不變的情況下，優化基站發射波束。為了達到這個目的，終端可以測量一組參考信號，這些參考信號會對應一組下行波束，參見圖13-28。終端將測量結果上報網絡，網絡會依照測量結果決定是否調整當前波束以及如何調整。圖13-28下行發送波束調整波束管理下行接收端波束調整下行接收端波束調整的主要目的是在網絡發射波束不變的清況下，找到終端最優的接收波束。為了達到這個目的，需要再次給終端配置一組下行參考信號，這些參考信號都是從網絡的同一個波束上發出的。這個波束就是當前的服務波束。如圖13-29所示，終端執行接收端波束掃描，來依次測量配置的一組參考信號。通過測量，終端可以調整其當前接收波束。圖13-29上行接收波束調整波束管理上行波束調整和下行波束調整的目的一致，都是為了維持一個合適的波束對。上行波束調整需要為終端選擇一個合適的上行發射波束，以及為網絡選擇一個合適的上行接收波束。如果假設波束一致性存在，而且已經獲取了合適的下行波束對，那么上行波束管理就沒有必要了，下行的波束對可以直接用于上行。在某些場景下，由于環境的變化，導致原先建立的波束對突然被阻擋，網絡和終端沒有足夠的時間來進行波束調整。為了處理這種情況，NR還定義了一套流程專門處理這種波束失敗的流程，即波束恢復。波束恢復包括如下步驟：波束失敗檢測，終端檢測到發生了波束失敗。備選波束認定，終端試圖發現新的波束，或者可以恢復連接的新波束對。恢復請求傳輸，終端發送一個波束恢復請求給網絡網絡回應波束恢復請求。上下行同步01同步信號塊SSB02SSB的時頻位置03PBCH承載的信息04剩余系統信息05隨機接入13.5上下行同步

上下行同步13.5上下行同步

NR終端在開機后必須首先完成小區搜索和下行同步，找到要駐留的小區，獲得正確的幀起始，并且保證能夠正確接收系統信息。當終端接收到必要的系統信息后就可以發起隨機接入過程完成上行同步，接入網絡。只有當終端完成上下行同步后才能夠正確的發送和接收數據。本章簡要描述小區搜索、系統信息傳遞和隨機接入。同步信號塊SSBNR中，每個小區周期性地發送同步信號，包括主同步信號PSS和輔同步信號SSS，用于終端查找、同步和識別網絡；PSS/SSS和物理廣播信道（PhysicalBroadcastChannel，PBCH）一起，稱為同步信號塊（SynchronizationSignalBlock，SSB），PBCH攜帶最少量的關鍵系統信息，包括指示剩余的廣播系統信息在哪里傳輸。NR的SSB與LTE的PSS/SSS/PBCH用途類似，但是NR中針對SSB的設計更多地考慮了降低基站能耗及波束掃描的可能性。SSB是在基本OFDM網格上傳輸的一組時頻資源，其時頻結構如圖13-30所示。可以看出，SSB在時域持續4個OFDM符號，在頻域持續240個子載波共20個RB的帶寬。其中PSS位于SSB的第一個OFDM符號，頻域上占據127個子載波，其余為全零子載波；SSS位于在SSB的第三個OFDM符號，與PSS占據相同的子載波，兩端分別空出8個和9個全零子載波；每個SSB中PBCH占用576個資源格，如圖13-30中灰色區域所示，其中包含了用于PBCH相干解調的參考信號。13.5.1同步信號塊SSB同步信號塊SSB圖13-30SSB的時頻結構同步信號塊SSBSSB可以使用不同的子載波間隔發送。表13-6列出了SSB支持的子載波間隔、相應的SSB帶寬、持續時間以及適用的頻率范圍。注意60KHz的子載波間隔不能用于傳輸SSB，240KHz子載波間隔可以用來傳輸SSB，但不能用來傳輸其他用戶數據。定義240KHz參數集，是因為這種情況下SSB的持續時間極短，方便波束掃描模式中在時間上復用多個SSB。表13-6SSB支持的子載波間隔同步信號塊SSB接下來分別介紹PSS/SSS兩個信號，終端利用這兩個信號可以獲得小區ID，與LTE一樣，NR中每個小區也使用小區ID來標識，不過NR中的小區種類和數量更多，因此NR支持的小區ID范圍是0~1007，是LTE的2倍。終端必須正確識別所在小區的小區ID，才能正確接收小區發來的所有信息。小區ID由NID(1)和NID(2)兩部分構成，且有如下關系：其中NID(2)∈{0,1,2}可由PSS計算得到，NID(1)={0,1,?,335}由SSS計算得到。NR中使用的PSS/SSS采用了m序列，而不是LTE采用的ZC序列，主要是考慮到ZC序列的抗頻偏性能有所欠缺。以下說明PSS/SSS序列的具體形式。同步信號塊SSBPSS序列長度為127，對應不同的N_ID^((2))共有三種可能的PSS序列x0、x1和x2，分別是基序列x={x(k),k=0,1,?,126}執行不同的循環移位得到的，基序列x為m序列，可根據如下遞歸公式生成：其中[x(6)x(5)x(4)x(3)x(2)x(1)x(0)]=[1110110]，通過對基序列應用不同的循環移位，根據如下公式可以生成三個不同的PSS序列：當檢測PSS信號時，終端應該檢測全部三個PSS，并依據相關峰值確定小區到底發送了哪個PSS序列，進而確定NID(2)。同步信號塊SSBSSS的基本結構與PSS相同，長度也是127，對應不同的NID(1)和NID(2)共有1008種可能的SSS序列。每個SSS序列都是由兩個基序列按照不同的循環移位相異或得到的。具體來說，SSS序列的生成公式如下：其中兩個基序列x0(n)和x1(n)的生成公式如下：綜上所述，通過檢測PSS可以獲得NID(2)，進一步通過檢測SSS獲得NID(1)，就可以最終得到小區ID。SSB的時頻位置具體傳輸時，NR將上述SSB映射到下行OFDM資源格的不同位置上，連同其他物理信道等一起發送。在LTE中，PSS/SSS每5ms出現一次，且在每一幀中的位置是固定的，終端通過檢測PSS/SSS信號除了可以獲得小區ID外還可以獲得幀定時。與LTE不同，NR中SSB的周期可能是5/10/20/40/80/160ms，具體值由系統信息SIB1規定，然而在初始接入的時候，UE還沒有收到SIB1，將按照默認的20ms周期來搜索SSB。13.5.2SSB的時頻位置SSB的時頻位置作為改善覆蓋范圍的一種手段，NR小區可能會使用波束掃描工作方式。當NR工作于高頻段或者FR2時，為了解決工作頻率高導致的高路徑損耗問題，通過波束賦形，在某一個時刻將能量集中超某個特定方向輻射，從而該方向上可以把信號發送的更遠，但是其他方向接收不到信號，下一個時刻朝另一個方向發送，最終通過波束不斷的改變方向，實現整個小區的覆蓋。為了保證每個波束方向上的用戶都能搜索到SSB，如圖13-31所示，NR的做法是每當SSB周期出現時，小區將發送一系列SSB，針對每個波束指向都發送1個SSB，也就是說SSB定期在某個半幀內出現若干次，這些SSB合稱為SS突發集，每個SS突發集中所有SSB必須位于同一個半幀內，但是在半幀中的具體位置則取決于子載波間隔，NR根據子載波間隔的不同，將SSB的時域位置分為了5種不同的情況，具體可以查閱TS38.213的第4.1節。SSB的時頻位置圖13-31波束掃描模式中的SSB發送SSB的時頻位置以15KHz子載波間隔為例，如果載波頻率小于3GHz，SSB在半幀中最多可能出現4次，具體位置為某個半幀中前兩個時隙的第2~5和第8~11OFDM符號，如圖13-32所示。注意這四個符號只是SSB可能的位置，實際上SSB不一定在所有位置上發送。因為波束掃描并非必選項，特別是小區在較低頻率上工作時可能根本不需要波束掃描。例如工作在15KHz子載波間隔、3GHz以下頻點，并且沒有使用波束賦形，則SS突發集只需一個SSB就夠了，從而SSB可能出現在上述四個位置中的任意一個。對于FR1中3GHz到6GHz的載波頻率，SSB最大可能出現8次，具體位置為某個半幀中前四個時隙的第2個和第8個OFDM符號。如果工作于FR2上，則SSB可能出現高達64次。SSB的時頻位置如前所述，小區內所有SSB的PSS/SSS都是相同的，具體形式取決于小區ID。終端通過PSS/SSS可以獲得小區ID，但是由于每個SS突發中SSB可能多次出現，因此為了獲取幀定時，終端還需要知道SSB出現的位置與幀起始之間的偏移。為此，每個SSB的PBCH中還包含了“時間索引”屬性，明確指出了對應SSB在半幀中出現的位置ID。UE結合該值就可以確定幀起始。圖13-32SSB的可能位置SSB的時頻位置接下來討論SSB的頻域位置。在LTE中，PSS/SSS/PBCH總是位于整個工作帶寬的中心，并且每5ms發送一次。如果終端不知道小區的工作頻率，則其必須以100KHz為間隔不斷在所有可能的載波頻率上搜索PSS/SSS。然而NR中情況有所不同，為了降低NR基站的功耗，NR中允許加大同步信號的周期，默認情況下SSB每20ms發送一次。因為相鄰SSB的時間間隔較長，終端在搜索每個NR載波時就必須停留更長的時間。為了避免花費太長的時間才能找到NR小區的問題，NR采用了更大的搜索步長，也就是說SSB可能出現的頻點（也稱為同步柵格）比NR載波可能出現的頻點（載波柵格）更稀疏，如圖13-33所示。默認的搜索周期是20ms，如果20ms內沒有檢測到SSB就繼續檢測同步柵格里的下一個頻點。因此SSB可能不會位于NR載波的中心，稀疏的同步柵格可以顯著縮短小區初始搜索的時間，同時由于SSB周期較長，也就可顯著降低基站功耗。SSB的時頻位置具體來說，NR中規定了一系列全局同步信道號GSCN，每個GSCN都對應一個確定的絕對頻率，NR中小區的SSB只能放在這些GSCN上，對齊方式為SSB的10號RB的0號子載波與GSCN對齊，具體的GCSN可以查閱TS38.101-1和TS38.101-2。每個運營商允許使用的工作頻段是提前分配好的，根據工作頻段就可以查得一個GCSN范圍，UE將依次檢查該范圍內的每個GSCN以搜索SSB，由于SSB可能使用不同的子載波間隔，因此UE在搜索SSB的時候應嘗試各種可能的子載波間隔。圖13-33同步柵格與載波柵格SSB的時頻位置如前所述，由于同步柵格和載波柵格大小不同，因此SSB未必處于NR載波的中心，假定UE在某個GCSN上搜索到了SSB，還必須進一步確定小區的載波中心頻率。實際上由于SSB可以選用不同的子載波間隔，如圖1334所示，SSB的下沿，即SSB第0號RB的0號子載波，與pointA之間也不一定正好相差整數個RB，因此SSB在NR載波上的位置由兩個參數

和kssb確定，兩個參數的單位分別是RB和子載波（如果工作在FR1，則規定子載波間隔為15KHz，相應地RB寬度為180KHz；否則規定子載波間隔為60KHz，相應地RB寬度為720KHz）。其中參數

表示SSB第0號RB的0號子載波所在的那個CRB（以下記為CRBSSB）與pointA之間相距的RB數目，由系統信息SIB1中的OffsetToPointA參數給出，SIB1的有關內容參見13.5.4節，參數kssb則表示SSB第0號RB的第0號子載波與CRBSSB的第0號子載波之間的子載波數目，由SSB中的PBCH給出，參見13.5.3節。

SSB的時頻位置圖13-34SSB與pointA之間的關系SSB的時頻位置綜上所述，假定UE在某個GCSN上搜索到了SSB，則根據GCSN可以找到SSB的下沿對應的子載波頻率，根據kssb可以求得CRBSSB的0號子載波的絕對頻率，進而根據OffsetToPointA值即可確定pointA的絕對頻率。pointA是不同子載波間隔參數下的頻域參考點，真正用于傳輸數據的時頻資源格（或者說載波帶寬）的下沿與pointA之間的偏移記為OffsetToCarrier，由高層參數規定。結合pointA和該值即可找到整個載波帶寬的起始頻率，最后再結合BWP的相關參數即可找到相應的BWP。PBCH承載的信息系統信息（SystemInformation，SI）是對終端在網絡中正常工作所需要的全部公共信息的統稱，依據這些信息的用途和重要性，將SI分為主信息塊（MasterInformationBlock，MIB）和若干系統信息塊（SystemInformationBlock，SIB）。其中MIB包含了少量最基礎最重要的信息，由PBCH承載，終端要根據MIB中攜帶的信息來獲取小區廣播的其余SIB。表13-7列出了PBCH所承載的信息。13.5.3PBCH承載的信息PBCH承載的信息表13-7PBCH承載的信息PBCH承載的信息表中半幀指示說明了該SSB處于前半幀還是后半幀，SSB時間索引標識了該SSB在SS突發集里的位置，兩者結合就可以確定幀邊界。SSB時間索引由PBCH加擾編碼的隱式部分和PBCH凈荷里的顯式部分兩