第7章

模擬調制與解調復旦大學電子工程系陳光夢2024/3/3高頻電路基礎2概述調制與解調使高頻信號（載波）的某一個或幾個參量（幅度、頻率、相位）按照頻率較低的信息信號的變化規律改變，稱為調制。調制后的高頻信號稱為已調波。從已調波中將原來的信息信號恢復出來稱為解調。調制與解調的目的提高信息信號的頻率，使它能夠通過無線電波傳輸；改變信息信號占用的頻帶，充分利用整個無線電頻譜寬度。2024/3/3高頻電路基礎3從載波改變的參量區分，可將調制形式分為幅度調制、頻率調制、相位調制以及幾種調制形式的混合；從信息信號和已調波信號的頻譜關系區分，可以將調制形式分為線性頻譜變換和非線性頻譜變換兩種。已調波解調時，按照是否需要原來的載波參與非線性運算，可將解調過程分為相干解調與非相干解調兩大類。調制與解調過程都是非線性過程，在已調波中具有原來載波和信息信號所不具有的頻率成分。2024/3/3高頻電路基礎4振幅調制振幅調制載波的振幅隨調制信號幅度的變化而變化振幅調制的形式普通調幅AM（AmplitudeModulation）雙邊帶調幅DSBAM（DoubleSideBandAM）單邊帶調幅SSBAM（SingleSideBandAM）殘留邊帶調幅VSBAM（VestigialSideBandAM）2024/3/3高頻電路基礎5普通調幅AM載波信號調制信號已調信號其中稱為調制系數，ka稱為調制靈敏度2024/3/3高頻電路基礎6AM信號的波形正常調制：ma<1過調制：ma>1通常ma＝30％2024/3/3高頻電路基礎7AM信號的頻譜單頻調制2024/3/3高頻電路基礎8AM信號的頻譜頻帶調制2024/3/3高頻電路基礎9AM信號的功率載波功率邊帶功率總功率普通調幅的效率不高2024/3/3高頻電路基礎10例某AM發射機的載波發射功率為9kW，當載波被頻率W1調制時，發射功率為10.125kW，試計算調制度m1。如果再加上另一個頻率W2的正弦波對它進行40%的調制，試求這兩個正弦波同時進行調制時的總發射功率。解：頻率W1調制時，第二種情況下，W1和W2之間滿足線性疊加關系，所以2024/3/3高頻電路基礎11雙邊帶調幅DSBAM抑制載波，只發送上下兩個邊帶信號效率提高，帶寬不變2024/3/3高頻電路基礎12DSBAM的波形包絡過零時載波反相2024/3/3高頻電路基礎13單邊帶調幅SSBAM抑制載波，僅發送一個邊帶（上邊帶或下邊帶）效率提高，帶寬減小2024/3/3高頻電路基礎14殘留邊帶調幅VSBAM在DSB中保留部分載頻，SSB與DSB的一種折衷比較容易解調，能夠傳送帶有直流的信號2024/3/3高頻電路基礎15不同形式的振幅調制比較普通調幅：頻譜利用率低、功率利用率低、調制電路簡單、解調電路最簡單雙邊帶調幅：頻譜利用率低、功率利用率較高、調制與解調電路稍復雜單邊帶調幅：頻譜利用率高、功率利用率高、調制電路較復雜、解調較困難殘留邊帶調幅：頻譜利用率高、功率利用率高、調制電路稍復雜、解調電路較簡單2024/3/3高頻電路基礎16振幅調制電路低電平調制電路利用非線性器件的乘法作用構成調制在小信號狀態進行調制高電平調制電路利用丙類諧振功放的調制特性，作基極調制或集電極調制電路簡單、輸出功率大、效率高調制信號需要具有較大的功率2024/3/3高頻電路基礎17一、高電平調幅1、基極調制VBB與vW形成實際的基極偏壓晶體管工作在欠壓狀態普通調幅波的調制電路2024/3/3高頻電路基礎18特點：所需調制功率相對較小受調制特性非線性的影響，動態范圍較小工作于欠壓狀態，效率較低2024/3/3高頻電路基礎192、集電極調制VCC與vW形成實際的集電極偏壓晶體管工作在臨界－過壓狀態2024/3/3高頻電路基礎20特點：需要的調制功率較大工作在臨界－過壓狀態，效率較高2024/3/3高頻電路基礎213、雙重調制理想的高電平調制狀態：效率高、線性好影響高電平調制的因素：工作在過壓狀態：效率高，但線性差工作在欠壓狀態：線性好，但效率低改善措施：雙重調制基極調制＋集電極調制集電極調制＋集電極調制特點：放大器始終工作在臨界－弱過壓狀態2024/3/3高頻電路基礎22二、低電平調幅1、AM實現原理實現方案2024/3/3高頻電路基礎232、DSB調幅實現原理vDSB=kvWvC實現方案2024/3/3高頻電路基礎24例

用MC1496構成的AM和DSB調制器Pin10，載波輸入Pin1，調制信號輸入調節CarrierNull電位器，可輸出普通AM（有載波）或DSB（無載波）2024/3/3高頻電路基礎25AM輸出信號及其頻譜DSB輸出信號及其頻譜2024/3/3高頻電路基礎263、SSB調幅實現原理1：濾波法DSB電路＋邊帶濾波器直接濾波難以在高頻端實現，所以實際多在較低頻率上實現SSB調制，再通過多次變頻與濾波，將載波頻率升上去±2024/3/3高頻電路基礎27實現原理2：移相法其中，,稱為vW的Hilbert變換

2024/3/3高頻電路基礎28Hilbert變換要求對vW

中的所有頻率分量移相，對于一般的模擬信號來說，實現稍復雜2024/3/3高頻電路基礎29實現原理3：相移濾波法2024/3/3高頻電路基礎30振幅解調振幅解調電路需要與載波同步的參考信號有乘積型和疊加型兩種結構適用于所有振幅解調包絡檢波(非相干解調)設備簡單，無需其他信號只適用于普通AM同步檢波(相干解調)2024/3/3高頻電路基礎31大信號峰值包絡檢波電路二極管串聯型電路vi大于二極管的導通電壓（通常要求vi在1V以上）

2024/3/3高頻電路基礎32大信號峰值包絡檢波電路的輸出波形2024/3/3高頻電路基礎33大信號峰值包絡檢波電路工作狀態分析大信號工作狀態二極管可以用折線近似其中gD是二極管的正向電導2024/3/3高頻電路基礎34流過二極管的電流是導通角為q的尖頂余弦脈沖，由于W<<wC，所以可以認為iD的平均分量就是檢波后的輸出。2024/3/3高頻電路基礎35二極管導通后對電容充電時間極短，所以近似認為輸出的平均電壓就是二極管導通時的電壓，即

Vo=Vimcosq2024/3/3高頻電路基礎36當q較小時，，所以，近似為一常數2024/3/3高頻電路基礎37二極管兩端的電壓波形流過二極管的電流波形2024/3/3高頻電路基礎38大信號峰值包絡檢波電路的性能檢波效率當q→0時，Kd→1

→較高的效率→加大gDRL有利于提高效率

gDRLq(deg)cosq

50330.84100260.90200210.942024/3/3高頻電路基礎39線性由于q

近似為一個常數，所以

近似為常數輸出近似為線性函數2024/3/3高頻電路基礎40若電路的輸入電阻為Ri，負載電阻為RL，則高頻輸入功率為，輸出功率為

輸入電阻當gDRL>>3p時，很小，二極管上的損耗很小，大部分高頻能量都消耗在RL上Vim≈Vo根據能量守恒定律，忽略二極管上的損耗，PAM=Po，所以2024/3/3高頻電路基礎41大信號峰值包絡檢波的非線性失真惰性失真產生原因：濾波電容C的放電速率低于調制信號的下降速率2024/3/3高頻電路基礎42調制信號的包絡為包絡的斜率為電容放電在t=0時有最大斜率，為要求不產生惰性失真，即要求2024/3/3高頻電路基礎43即求上式的極值可知，當cosWt=-ma時存在極小值，此時有不產生惰性失真的條件為2024/3/3高頻電路基礎44底部切割失真

發生在采用交流耦合電容與下級耦合的檢波電路中，輸出波形底部被切割原因：耦合電容上的直流壓降導致二極管截止2024/3/3高頻電路基礎45對于調制信號W而言，C的阻抗很大，可以忽略不計由于CC要耦合調制信號W，所以容量較大，可以認為在調制信號一個周期內，CC上的電壓基本不變，大致等于載波電壓的峰值Vm，所以在RL兩端的直流電壓為方向為上正下負2024/3/3高頻電路基礎46由于載波電壓的最小值為Vm(1-ma)，若二極管上的電壓反偏，導致二極管截止，輸出被切割所以避免底部切割失真的要求是即對于調制信號(W)的交流電阻與直流電阻之比必須大于調制度2024/3/3高頻電路基礎47實用的大信號峰值包絡檢波電路中頻放大器部分AGC電路檢波電路部分2024/3/3高頻電路基礎48小信號平方律檢波平均電流偏置電壓2024/3/3高頻電路基礎49組合頻率：W（幅度正比于2ma），2W（幅度正比于ma2/2）非線性失真：，當ma=0.3時，等于7.5%2024/3/3高頻電路基礎50二極管并聯檢波vi為負時，二極管導通，電容C上的電壓始終近似于vi的峰值電壓。vi為正時，二極管截止，電容C上的電壓與vi疊加后加在RL上。所以在RL上的峰值電壓等于輸入電壓的2倍。在輸出電壓處加接低通濾波器，可以得到解調輸出。2024/3/3高頻電路基礎51三極管檢波2024/3/3高頻電路基礎52同步檢波同步檢波：將已調信號與載波進行非線性運算進行解調同步檢波的關鍵是得到與發送端相同的載波信號載波恢復的方法DSBAM——

平方法（平方+鎖相環提取）SSBAM1、發送導頻信號，接受端用鎖相環提取導頻

2、直接在接收端產生穩定的本地振蕩信號2024/3/3高頻電路基礎53平方法載波恢復的原理用鎖相環（窄帶濾波器）濾出2(wCt+j)成分，再二分頻載頻成分交叉乘積成分調制成分2024/3/3高頻電路基礎54乘積型同步檢波DSB信號低頻部分高頻部分2024/3/3高頻電路基礎55經低通濾波后若wr=wC、jr

=0，則正確解調若wr≠wC，則，解調信號被w'調制若jr≠0，則，檢波效率下降2024/3/3高頻電路基礎56SSB信號經低通濾波后若wr=wC、jr

=0，則正確解調若wr≠wC，則，解調信號產生頻移若jr≠0，則，解調信號產生相移2024/3/3高頻電路基礎57疊加型同步檢波DSB信號由于vDSB

+vC

=vAM，所以通過包絡檢波可以得到解調信號2024/3/3高頻電路基礎58SSB信號假設wr=wC由于包絡檢波對于載頻的相位不敏感，所以不考慮相差，可以用本地振蕩產生參考信號Vr

>>VC

2024/3/3高頻電路基礎59在疊加后的幅度中包含W和2W的成分，當VC<0.1Vr時，非線性失真小于2.5%可以采用適當的解調電路（例如環形解調電路）消除2W

成分2024/3/3高頻電路基礎60例如圖電路為平衡同步檢波電路，其中vs=Vsmcos(wc+W)t，vr=Vrmcoswct，Vrm>>Vsm，Vrm>>VD(on)。對于頻率wc

，電容C的容抗遠小于電阻RL；對于頻率W

，電容C的容抗遠大于電阻RL。求輸出電壓表達式。2024/3/3高頻電路基礎61解：這是一個用平衡調制解調電路同步解調SSB信號的例子，根據前面對平衡調制解調電路的分析，在這個電路中，大信號是Vrmcoswct，小信號是Vsmcos(wc+W)t，wL=wc，wS=wc+W。由于輸出部分電容C的濾波作用，只有低頻部分才能夠在電阻RL上產生壓降，形成輸出電壓，所以上式中只有wL-wS項才有輸出，即2024/3/3高頻電路基礎62角度調制調頻——FM（FrequencyModulation）載波的瞬時頻率與調制信號成線性關系調相——PM（PhaseModulation）載波的瞬時相位與調制信號成線性關系記載波為v=Vmcosj(t)瞬時角頻率為w(t)，則有調頻與調相，實際上都有相位的變化，統稱調角波2024/3/3高頻電路基礎63調角信號的表示設調制信號為單頻信號調頻

瞬時角頻率w(t)與vW(t)成線性關系，即其中Dwm

=kfVW是載波的最大角頻偏2024/3/3高頻電路基礎64其中為調頻指數，表示載波的瞬時相位的最大偏移量注意：調幅系數ma<1，而調頻指數mf經常大于1例如，FM廣播，Dfm=75kHz，F=15kHz，mf=52024/3/3高頻電路基礎65調相

瞬時相位j(t)與vW(t)成線性關系，即其中mp

=kpVW為調相指數，表示載波的瞬時相位的最大偏移量2024/3/3高頻電路基礎66調頻波與調相波的比較FMPM已調波調制指數瞬時頻率瞬時相位最大頻偏最大相移2024/3/3高頻電路基礎67KeyFM與PM互為微積分關系若以調制指數m

代替調頻指數mf

或調相指數mp，可以統一表達為2024/3/3高頻電路基礎68調角信號的頻譜單頻調制其中為以m為宗量的第一類貝塞爾函數2024/3/3高頻電路基礎692024/3/3高頻電路基礎70前幾個貝塞爾函數的值m=0.5m=1m=2m=5m=10J00.940.770.22-0.18-0.25J10.240.440.58-0.330.04J20.030.110.350.050.25J30.020.130.360.06J40.030.39-0.22J50.26-0.23J60.13-0.01J70.050.22J90.020.322024/3/3高頻電路基礎71根據2024/3/3高頻電路基礎72調角信號的特征具有無窮多個邊頻分量，分布在wC兩側由于第一類貝塞爾函數的性質，上下邊頻振幅相等，n為偶數時相位相同，n為奇數時相位相反由于第一類貝塞爾函數的性質，調制指數m的改變引起邊頻功率分配的改變，總功率不變。已調波的總功率恒等于載波功率2024/3/3高頻電路基礎73單頻調制的帶寬無窮多分量，實際計算時忽略幅度小的邊頻分量當m<1時，常稱為窄帶調制，一般用于通信。由于此時對于n>1的邊頻有Jn→0，所以只取一對邊頻

BW≈2F當m＝1～10時，若考慮包含10％～15％載頻幅度以上邊頻信號（相當于考慮載波能量的98％～99％），則BW≈2(m+1)F當m>10時

BW≈2mF2024/3/3高頻電路基礎74頻帶調制的帶寬調頻信號由于即，當F

增加時，mf下降，而

所以在頻帶調制時，BW的增加不大，具有恒定帶寬特性調相信號由于mp=kpVW，與F無關。當F增加時，mp保持不變，所以在頻帶調制時，帶寬BW與調制頻率F成正比2024/3/3高頻電路基礎75調頻波的頻譜調相波的頻譜2024/3/3高頻電路基礎76實際生活中的調頻信號FM廣播，88～108MHz單聲道：最大調制頻率Fmax=15kHz最大頻偏Dfm=75kHzBW=2(75+15)=180kHz立體聲：最大調制頻率Fmax=53kHz最大頻偏Dfm=67.5kHzBW=2(67.5+53)=241kHz電視伴音最大調制頻率Fmax=15kHz最大頻偏Dfm=50kHzBW≈2(50+15)=130kHz2024/3/3高頻電路基礎77調頻信號產生原理與電路直接調頻變容二極管直接調頻電抗管直接調頻張弛振蕩器直接調頻鎖相環調頻間接調頻調相電路積分電路vCvWvFM}壓控振蕩器調頻2024/3/3高頻電路基礎78變容二極管直接調頻電路L、C1、C2構成電容三點式振蕩電路C3、D

與C1、C2

并聯變容二極管上疊加有直流偏置電壓VDQ與調制信號電壓vW2024/3/3高頻電路基礎79其中，稱為結電容調制度2024/3/3高頻電路基礎80假定C3很大，又有，則上式稱為變容二極管的調制特性方程其中，是處于靜態工作點時的振蕩頻率當g=2時，獲得線性調制2024/3/3高頻電路基礎81實際的變容二極管直接調頻電路變容二極管部分接入當C3

較小，與Cj相比不可忽略時，有2024/3/3高頻電路基礎82變容二極管部分接入的LC諧振回路的頻率以及頻率變化率與調制電壓的關系：2024/3/3高頻電路基礎83變容二極管背靠背連接對于高頻載波來說，D1D2反向串聯，所以由于高頻載波電壓造成的電容變化相互抵消，可以減輕寄生調制效應2024/3/3高頻電路基礎84實際電路例子2024/3/3高頻電路基礎85石英晶體與變容二極管聯合使用石英晶體等效成一個電感頻率穩定性很好頻偏很小（Df<10-5f0），用于窄頻調制原理電路交流等效電路2024/3/3高頻電路基礎86擴大頻偏的方法加接倍頻電路與混頻電路在石英晶體上串聯一個小電感采用泛音晶體串聯電感后的電抗曲線2024/3/3高頻電路基礎87實際電路的例子2024/3/3高頻電路基礎88電抗管直接調頻電抗管原理當滿足iC

>>iZ，Z1>>Z2

時2024/3/3高頻電路基礎89由電抗管構成電抗元件電容電感電感電容2024/3/3高頻電路基礎90實際電路的例子變壓器反饋振蕩電路

電抗管2024/3/3高頻電路基礎91張弛振蕩器直接調頻電路非正弦振蕩器三角波、方波一般需要通過濾波器取出基頻后輸出頻偏較大線性好電路便于集成單獨使用時頻率穩定度不高，一般都組成鎖相環應用鎖相環調頻電路載頻用石英晶體振蕩器，穩定可靠采用壓控多諧振蕩器，頻偏大，線性好鎖相環工作在載波跟蹤狀態最大頻偏受壓控振蕩器頻率范圍以及鑒相器鑒相范圍限制2024/3/3高頻電路基礎92調制信號已調信號載波信號2024/3/3高頻電路基礎93調相電路與間接調頻電路調相電路矢量合成法調相可變移相法調相可變延時法調相間接調頻電路：調制信號積分后，對載頻進行調相載波振蕩器與調制信號分開，wC不受調制信號影響，精度高、穩定性好最大頻偏比較小，只能產生窄帶FM信號要得到寬帶FM信號，需要在后級采用倍頻和混頻等措施2024/3/3高頻電路基礎94可變移相法調相電路（直接調相）實際電路原理2024/3/3高頻電路基礎95利用LC回路失諧時的相位變化實現調相諧振時相移為0失諧時產生相移2024/3/3高頻電路基礎96當C>>Cj時，LC回路的諧振頻率可表述為當結電容調制度M<<1

時LC回路失諧時的相移可表述為當j<p/6

時，tanj≈j，所以2024/3/3高頻電路基礎97可變移相法的特點：由于移相依靠LC回路的諧振特性實現，所以要獲得j與調制信號成正比（即線性調相）的特性，必須滿足相移幅度小于p/6即30度的限制。2024/3/3高頻電路基礎98矢量合成法調相電路調相信號的表示：當窄帶調相時，mp很小(mp<p/12)，則有2024/3/3高頻電路基礎99電路結構與矢量圖特點：電路簡單，頻率穩定，適于集成，只能用于小頻偏2024/3/3高頻電路基礎100可變延時法調相電路特點：線性相移范圍大容易集成2024/3/3高頻電路基礎101調角信號的解調解調電路分類頻率檢波——鑒頻相位檢波——鑒相常見的鑒頻電路分類振幅鑒頻相位鑒頻脈沖計數式鑒頻鎖相環鑒頻2024/3/3高頻電路基礎102振幅鑒頻電路模型電路單失諧回路鑒頻電路雙失諧回路鑒頻電路差分峰值振幅鑒頻電路頻率－幅度線性變換包絡檢波vFMvW2024/3/3高頻電路基礎103單失諧回路鑒頻電路電路簡單非線性失真較大線性動態范圍小2024/3/3高頻電路基礎104雙失諧回路（平衡斜率）鑒頻電路雙失諧回路w1>wC，w2<wC包絡檢波電路2024/3/3高頻電路基礎105鑒頻特性曲線——S曲線鑒頻靈敏度：S曲線中心頻率附近輸出電壓與頻偏的比值峰峰帶寬：S曲線兩個峰值之間的頻率范圍S曲線2024/3/3高頻電路基礎106差分峰值振幅鑒頻電路當回路的Q值很高時，移相網絡的頻率特性有串聯諧振頻率并聯諧振頻率2024/3/3高頻電路基礎107差分峰值振幅鑒頻電路的鑒頻特性曲線v1并聯諧振回路的諧振輸出串聯諧振回路的諧振輸出v2v1-v2合成的鑒頻輸出特性2024/3/3高頻電路基礎108相位鑒頻電路模型理想頻-相變換網絡的頻率特性2024/3/3高頻電路基礎109調頻信號經過上述線性移相網絡后：附加相移由頻-相變換網絡產生，其中的變化量為附加相移的變化反映了調制信號的作用附加相移2024/3/3高頻電路基礎110頻-相變換網絡單諧振回路移相網絡頻率特性：其中2024/3/3高頻電路基礎111當失諧不大時令則2024/3/3高頻電路基礎112當x較小，即Dw較小時，w0≈wC，則有即附加相移的變化量與瞬時頻偏成正比單諧振移相網絡的相頻特性：1、輸出電壓與輸入電壓之間存在p/2的固定相移2、當Dw

較小時，附加相移Dj與瞬時頻偏成正比3、非線性誤差為2024/3/3高頻電路基礎113雙諧振回路移相網絡假設初、次級均諧振于wC。若Q>>1，M很小，則次級感應電勢為2024/3/3高頻電路基礎114其中頻率特性顯然，雙諧振移相網絡的相頻特性與單諧振電路一致：1、輸出電壓與輸入電壓之間存在p/2的固定相移2、當Dw

較小時，附加相移Dj與瞬時頻偏成正比2024/3/3高頻電路基礎115正交鑒頻器調頻信號v1經過移相網絡成為調相信號v2，兩個信號相互正交且有正比與輸入頻偏的附加相移采用乘積型鑒相器檢出附加相移，實現鑒頻常用于集成電路2024/3/3高頻電路基礎116例正交鑒頻器，載波頻率為10.7MHz，最大頻偏Dfm=75kHz。若要求非線性誤差不大于2%，試討論滿足線性鑒頻條件時對于頻-相變換網絡的Q值要求以及鑒頻跨導。2024/3/3高頻電路基礎117Q

<18.5能夠滿足線性鑒頻條件解：頻－相變換網絡的非線性誤差為要求誤差小于2％，可得Dj<p

/12

頻-相變換網絡的相移2024/3/3高頻電路基礎118鑒頻跨導也稱鑒頻靈敏度，是指輸入調頻信號的單位頻偏所產生的鑒頻輸出電壓，即其中V1V2是進入乘法器的兩個信號電壓幅度，k是乘法器的增益系數。代入前面的結果，有2024/3/3高頻電路基礎119疊加型鑒相器疊加型鑒相器的輸出幅度中含有正弦鑒相成分。當Dj

<p/12時，可以近似為線性鑒相特性2024/3/3高頻電路基礎120平衡疊加型鑒相電路正弦鑒相特性。當Dj

<p/6時，近似為線性鑒相特性其中h是包絡檢波器的效率2024/3/3高頻電路基礎121平衡疊加型鑒相電路的矢量關系2024/3/3高頻電路基礎122互感耦合的疊加型相位鑒頻器雙諧振回路移相網絡注意v1與v2正交包絡檢波2024/3/3高頻電路基礎123電容耦合的疊加型相位鑒頻器單諧振回路移相網絡注意v1與v2正交包絡檢波2024/3/3高頻電路基礎124比例鑒頻器雙諧振回路移相網絡包絡檢波2024/3/3高頻電路基礎125由于C3較大，VC3基本不變，此即V1與V2基本不變，所以比例鑒頻器具有自限幅功能當相移較小時2024/3/3高頻電路基礎126脈沖計數式鑒頻電路鎖相環鑒頻電路鎖相環的閉環帶寬大于調制信號頻率輸入調頻信號的最大頻偏引起的輸入鑒相器信號的相位差小于鑒相器的線性鑒相范圍滿足上述條件后，鎖定狀態下壓控振蕩器的控制電壓跟隨調制信號變化工作穩定可靠，便于集成2024/3/3高頻電路基礎1272024/3/3高頻電路基礎128鎖相鑒頻的數學模型結構數學模型2024/3/3高頻電路基礎129當輸入信號調制頻率W遠小于鎖相環閉環自然頻率wn

時，F→1，此時vC(t)就是解調輸出鎖相環閉環傳遞函數調制信號例用集成鎖相環設計FM解調器

用NE564設計FM解調電路，輸入信號幅度大于200mV，載頻

f0=1.20MHz，調制頻率20Hz~20kHz可變，最大頻偏

100kHz。

NE564本身帶有緩沖輸出，但是需要在輸出接一個低通濾波器以濾除毛刺。實際電路如下：2024/3/3高頻電路基礎130環路濾波器設計過程：按照自由振蕩頻率等于載頻的原則設計VCO的定時電容，并確保VCO的輸出頻率范圍大于輸入信號的最大頻偏。實際設計的VCO同步帶約為1.2MHz±400kHz。按照鎖相環的閉環帶寬遠大于調制信號的最高頻率原則設計環路濾波器，實際設計的閉環帶寬大約是80kHz，是最高調制頻率的4倍。按照調