CONTENTS

5GNR空中接口

NR無線幀結構

NR物理信道和信號

NR信道編碼5G移動通信技術【本章內容】5G空中接口和LTE相比，既有延續又有發展。本章主要介紹了5GNR的空中接口，包括無線幀結構、Numerology概念、NR的物理信道和信號、5GNR新的調制方式256QAM等，特別是Numerology概念最能體現5G空口的新特性，是5G實現新功能和強大性能的基礎。本章最后介紹了5GNR的數據信道的編碼LDPC碼和信令信道的編碼Polar碼。5GNR空中接口3.1NR無線幀結構33.1.1幀結構和Numerology的概念5G的新空中接口稱為5GNR，從物理層來說，5GNR相對于4G最大的特點是支持靈活的幀結構。5GNR引入了Numerology的概念，Numerology可翻譯為參數集或配置集，意思指一套參數、包括子載波間隔、符號長度、CP(循環前綴)長度等，這些參數共同定義了5GNR的幀結構。5GNR幀結構由固定架構和靈活架構兩部分組成，如圖3-1所示。圖3-1NR無線幀結構

在固定架構部分，5GNR的一個物理幀長度是10ms，由10個子幀組成，每個子幀長度為1ms。每個幀被分成兩個半幀，每個半幀包括五個子幀，子幀1～5組成半幀0，子幀6～10組成半幀1。這個結構和LTE基本一致。在靈活架構部分，5GNR的幀結構與LTE有明顯的不同，用于三種場景eMBB、uRLLC和mMTC的子載波的間隔是不同的。5GNR定義的最基本的子載波間隔也是15kHz，但可靈活擴展。所謂靈活擴展，即NR的子載波間隔設為2μ×15kHz，μ∈{-2，0，1，…，5}，也就是說子載波間隔可以設為3.75kHz、7.5kHz、15kHz、30kHz、60kHz、120kHz、240kHz等，這一點與LTE有著根本性的不同，LTE只有單一的15kHz子載波間隔。表3-1列出了NR支持的五種子載波間隔，表中的符號μ稱為子載波帶寬指數。表3-1NR支持的五種子載波間隔μΔf?=?2μ?×?15(kHz)循環前綴(CP)015正常130正常260正常、擴展3120正常4240正常由于NR的基本幀結構以時隙為基本顆粒度，當子載波間隔變化時，時隙的絕對時間長度也隨之改變，每個幀內包含的時隙個數也有所差別。比如在子載波帶寬為15kHz的配置下，每個子幀時隙數目為1，在子載波帶寬為30kHz的配置下，每個子幀時隙數目為2。正常CP情況下，每個子幀包含14個符號，擴展CP情況下包含12個符號。表3-2和3-3給出了不同子載波間隔時，時隙長度以及每幀和每子幀包含的時隙個數的關系。可以看出，每幀包含的時隙數是10的整數倍，隨著子載波間隔的增大，每幀或是子幀內的時隙數也隨之增加。表3-2正常循環前綴下OFDM符號數、每幀時隙數和每子幀時隙數分配在表3-2和表3-3中，μ是子載波配置參數，是每時隙符號數目，是每幀時隙數目，是每子幀時隙數目，子載波間隔=2μ×15kHz，子幀由一個或多個相鄰的時隙形成，每時隙具有14個相鄰的符號。3GPP技術規范38.211規定了5G時隙的各種符號組成結構。圖3-2例舉了格式0～15的時隙結構，時隙中的符號被分為三類：下行符號(標記為D)、上行符號(標記為U)和靈活符號(標記為X)。表3-3擴展循環前綴的每時隙OFDM符號數、每幀時隙數和每子幀時隙數下行數據可以在D和X上發送，上行數據可以在U和X上發送。同時，X還包含上下行轉換點，NR支持每個時隙包含最多兩個轉換點。由此可以看出，不同于LTE上下行轉換發生在子幀交替時，NR上下行轉換可以在符號之間進行。圖3-25GNR時隙的符號配置由于每個時隙的OFDM數目固定為14(正常CP)和12(擴展CP)，因此OFDM符號長度也是可變的。無論子載波間隔是多少，符號長度×子幀時隙數目=子幀長度，子幀長度一定是1ms。子載波間隔越大，其包含的時隙數目越多，因此，對應的時隙長度和單個符號長度會越短。各參數如表3-4所示。表3-4OFDM符號長度可變數表Parameter/Numerlogy(μ)/(參數/參數集)01234子載波(subcarrier)間隔/kHz153060120240每個時隙(slot)長度/μs100050025012562.5每個時隙符號數(NormalCP)/個1414141414OFDM符號有效長度/μs66.6733.3316.678.334.17循環前綴(CyclicPrefix)長度/μs4.692.341.170.570.29OFDM符號有效長度(包含CP)/μs71.3535.6817.848.924.46OFDM符號長度(包含CP)?=?每個時隙(slot)長度/每個時隙符號數(NormalCP)3.1.2各種子載波的幀結構劃分雖然5GNR支持多種子載波間隔，但是在不同子載波間隔配置下，無線幀和子幀的長度是相同的。無線幀長度固定為10ms，子幀長度為1ms。那么不同子載波間隔配置下，無線幀的結構有哪些不同呢？答案是每個子幀中包含的時隙數不同。在正常CP情況下，每個時隙包含的符號數相同，且都為14個。下面根據每種子載波的間隔配置，來看一下5GNR的幀結構。1．正常CP(子載波間隔=15kHz)如圖3-3所示，在這個配置中，一個子幀僅有1個時隙，所以無線幀包含10個時隙，一個時隙包含的OFDM符號數為14。圖3-3正常CP(子載波間隔15kHz)2．正常CP(子載波間隔=30kHz)如圖3-4所示，在這個配置中，一個子幀有2個時隙，所以無線幀包含20個時隙。1個時隙包含的OFDM符號數為14。圖3-4正常CP(子載波間隔30kHz)3．正常CP(子載波間隔=60kHz)如圖3-5所示，在這個配置中，一個子幀有4個時隙，所以無線幀包含40個時隙。1個時隙包含的OFDM符號數為14。圖3-5正常CP(子載波間隔60kHz)4．正常CP(子載波間隔=120kHz)如圖3-6所示，在這個配置中，一個子幀有8個時隙，所以無線幀包含80個時隙。1個時隙包含的OFDM符號數為14。圖3-6正常CP(子載波間隔120kHz)5．正常CP(子載波間隔=240kHz)如圖3-7所示，在這個配置中，一個子幀有16個時隙，所以無線幀包含160個時隙。1個時隙包含的OFDM符號數為14。圖3-7正常CP(子載波間隔240kHz)6．擴展CP(子載波間隔=60kHz)如圖3-8所示，在這個配置中，一個子幀有4個時隙，所以無線幀包含40個時隙。1個時隙包含的OFDM符號數為12。圖3-8擴展CP(子載波間隔=60kHz)通過以上配置的例子可以得出如下結論：(1)雖然5GNR支持多種子載波間隔，但是不同子載波間隔配置下，無線幀和子幀的長度是相同的。無線幀長度為10ms，子幀長度為1ms。(2)不同子載波間隔配置下，無線幀的結構有所不同，即每個子幀中包含的時隙數不同。另外，在正常CP情況下，每個時隙包含的符號數相同，且都為14個。(3)時隙長度因為子載波間隔不同會有所不同，一般是隨著子載波間隔變大，時隙長度變小。3.1.3物理資源

NR的物理資源包括三部分：頻率資源、時間資源和空間資源。在這里，頻率資源指的是子載波，時間資源指的是時隙/符號，空間資源指的是天線端口。子幀時隙資源結構如圖3-9所示。1．天線端口天線端口是由參考信號定義的邏輯發射通道，也就是天線邏輯端口。它是物理信道或物理信號的一種基于空口環境的標識，相同的天線邏輯端口信道環境變化一樣，接收機可以據此進行信道估計從而對傳輸信號進行解調。在同一天線端口上，某一符號上的信道可以由另一符號上的信道推知。如果一個天線端口上某一符號傳輸的信道的大尺度性能可以被另一天線端口上某一符號傳輸的信道所推知，則這兩個天線端口被稱為準共址(Quasico-Located)。大尺度性能包括一個或多個延時擴展、多普勒擴展、多普勒頻移、平均增益，平均時延和空間接收參數。2．資源網格資源網格由個子載波和個OFDM符號構成，由更高層的信令指示。每個傳輸方向(上行鏈路或下行鏈路)有一組帶有下標的資源網格x，分別將下行鏈路和上行鏈路設置為DL和UL。給定天線端口有一個資源網格p、子載波間隔配置μ和傳輸方向(下行鏈路或上行鏈路)。圖3-9子幀時隙資源結構載波帶寬用于子載波間隔配置，由SCS-SpecificCarrierIE(子載波間隔-指定載波)中的高層參數CarrierBandwidth(載波帶寬)給出。起始位置用于子載波間隔配置，由SCS-SpecificCarrierIE中的高層參數offsetToCarrier(載波偏移)給出。3．RE天線端口p和子載波間隔配置μ的資源格中的每個元素被稱為RE(ResourceElement，資源粒子)，并且由索引對(k，l)唯一地標識，其中k是頻域索引，l是時域索引。RE可分為4類：Uplink(上行)，Downlink(下行)，Flexible(靈活)，Reserved(保留)。4．RBRB(ResourceBlock，資源塊)的定義和LTE是不一樣的：5GRB是頻域上連續的12個子載波，時域上沒有定義，稱為1個RB。而且由于5G引入了Numerology的概念，在不同的配置集下，不同的子載波間隔對應的最小和最大RB數是不同的。在5GNR中，最小頻率帶寬和最大頻率帶寬隨子載波間隔變化而變化，如表3-5所示。μ參數最小RB數最大RB數子載波間隔/kHz最小頻率帶寬/MHz最大頻率帶寬/MHz024275154.3249.5124275308.64992242756017.2819832427512034.5639642413824069.12397.44表3-5RB數/頻率帶寬隨子載波間隔變化5GNR空中接口3.2NR物理信道和信號33.2.1概述物理信道是一系列資源粒子RE的集合，用于承載源于高層的信息。同樣的，物理信號也是一系列資源粒子RE的集合，但這些RE不承載任何源于高層的信息，它們一般有時域和頻域資源固定、發送的內容固定、發送功率固定的特點。物理信道可分為上行物理信道和下行物理信道。NR的物理信道結構與LTE類似，上行鏈路物理信道分為PUSCH(PhysicalUplinkSharedChannel，物理上行共享信道)、PUCCH(PhysicalUplinkControlChannel，物理上行控制信道)、PRACH(PhysicalRandomAccessChannel，物理隨機接入信道)；物理信號分為DM-RS(DemodulationReferenceSignal，解調參考信號)、PT-RS(Phase-TrackingReferenceSignal，相位跟蹤參考信號)、SRS(SoundingReferenceSignal，探測參考信號)。下行鏈路物理信道分為PDSCH(PhysicalDownlinkSharedChannel，物理下行共享信道)、PBCH(PhysicalBroadcastChannel，物理廣播信道)、PDCCH(PhysicalDownlinkControlChannel，物理下行控制信道)；物理信號分為解調參考信號(DM-RS)，相位跟蹤參考信號(PT-RS)、CSI-RS(ChannelStateInformationReferenceSignal，信道狀態信息參考信號)、PSS(PrimarySynchronizationSignal，主同步信號)、SSS(SecondarySynchronizationSignal，輔同步信號)。表3-6列出了上下行鏈路物理信道和物理信號。表3-6上下行鏈路物理信道和物理信號上行物理信道物理上行共享信道：PUSCH物理上行控制信道：PUCCH物理隨機接入信道：PRACH下行物理信道物理下行共享信道：PDSCH物理廣播信道：PBCH物理下行控制信道：PDCCH上行物理信號解調參考信號：DM-RS相位跟蹤參考信號：PT-RS探測參考信號：SRS

下行物理信號解調參考信號：DM-RS相位跟蹤參考信號：PT-RS信道狀態信息參考信號：CSI-RS主同步信號：PSS輔同步信號：SSS物理信道/信號對應的天線端口范圍如下：(1)上行信道天線端口及應用：[0，1000]：用于PUSCH和相關的解調參考信號；[10002000]：用于SRS；[2000，4000]：用于PUCCH；[4000，4000]：用于PRACH。(2)下行信道天線端口及應用：[1000，2000]：用于PSDCH；[2000，3000]：用于PDCCH；[3000，4000]：用于CSI-RS；[4000，+∞]：用于SS和PBCH。

天線端口是一個邏輯上的概念，它與物理天線并沒有一一對應的關系。在下行鏈路中，下行鏈路和下行參考信號是意義對應的：如果通過多個物理天線來傳輸一個參考信號，那么這些物理天線就對應同一個天線端口，而如果有兩個不同的天線是從同一個物理層天線中傳輸的，那么這個物理天線就對應兩個獨立的天線端口。非相干的物理天線(陣元)定義為不同的端口才有意義。多個天線端口的信號可以通過一個發送天線發送，例如C-RSPort0和UE-RSPort5。一個天線端口的信號可以分布到不同的發送天線上，例如UE-RSPort5。3.2.2物理信道和信號1．上行物理信道5G定義的上行物理信道主要包括三種：(1)PUSCH：數據信道，主要用來傳送上行業務數據。PUSCH映射到子幀中的數據區域上。(2)PUCCH：控制信道，主要用來傳送上行控制信息，如信道質量指示CQI，RI(RankIndicator，秩指示)，PMI(PrecodingMatrixIndicator，預編碼矩陣指示)和HARQ的應答。(3)PRACH：隨機接入信道，用于承載隨機接入前導序列的發送，是用戶進行初始連接、切換、連接重建立、重新恢復上行同步的唯一途徑。UE通過上行PRACH來達到與系統之間的上行接入和同步。2．上行物理信號5G定義的上行物理信號只有一種類型，即參考信號，包括以下三種：(1)DM-RS：該信號用于接收端進行信道估計，用于PUSCH和PUCCH的解調，PUSCH和PUCCH的DM-RS有所不同。(2)PT-RS：該信號是5G為了應對高頻段下的相位噪聲引入的參考信號，用于解調PUSCH時的相位估計補償算法。(3)SRS：該信號用于為上行信道質量做參考，周期性上報，用于基站對上行資源進行調度。3．下行物理信道5G定義的下行物理信道主要有以下三種：PDSCH：數據信道，用于承載下行用戶數據和高層指令。(2)PDCCH：控制信道，用于承載下行控制消息，如傳輸格式、資源分配、上行調度許可、功率控制以及上行重傳信息等。(3)PBCH：廣播信道，用于以廣播的形式傳送系統信息塊消息，包括主要無線指標，如幀號、子載波間隔、參考信號配置等。4．下行物理信號下行物理信號分為兩種類型，即參考信號和同步信號。參考信號共三種：DM-RS、PT-RS和CSI-RS。其中前兩個和上行物理信號的作用一致。同步信號包括主同步信號PSS和輔同步信號SSS。CSI-RS參考信號非常重要，在5G規劃甚至在后續路測階段中將該參考信號的SINR(SignaltoInterferenceplusNoiseRatio，信號與干擾加噪聲比)值作為衡量覆蓋的重要指標之一。其作用主要有兩個：一是為了輔助接收下行PDSCH共享信道，二是對下行信道質量進行測量并進行信道狀態上報以供基站進行鏈路自適應調整。同步信號PSS/SSS用于UE搜索小區時使用，UE通過檢測PSS序列及SSS序列可以快速與基站做到符號定時同步，并通過計算得到物理小區標識PCI。3.2.3調制方式在3GPP協議(TS38.201)中，定義了5G支持的調制方式，上下行有所不同。(1)下行：QPSK(QuadraturePhaseShiftKeying，正交相移鍵控)，16QAM(16QuadratureAmplitudeModulation，十六進制正交振幅調制)，64QAM(64QuadratureAmplitudeModulation，64進制正交振幅調制)，256QAM(256QuadratureAmplitudeModulation，256進制正交振幅調制)。(2)上行：采用CP-OFDM(帶循環前綴的正交頻分復用)模式的調制方式與下行一致；采用CP-DFT-s-OFDM(基于循環前綴的離散傅里葉變換擴頻的正交頻分復用多址接入)模式的調制方式，增加了一種調制方式π/2-BPSK(π/2BinaryPhaseShiftKeying，π/2二進制相移鍵控)。按照基本的調制概念，上述調制方式可以分為兩類，一是載波的相位變化，幅度不變，包括QPSK和π/2-BPSK。二是載波的相位和幅度都變化，包括16QAM、64QAM、256QAM。表3-7列出3G、4G和5G所使用的的調制方式的對照。表3-73G、4G和5G調制方式對照3G4GLTE5GNRQPSKQPSK16QAM64QAMπ/2-BPSKQPSK16QAM64QAM256QAM表3-7中的調制方式針對的是數據信道(PUSCH/PDSCH)，對于控制信道、廣播信道等其調制方式會有差別。控制信道和廣播信道一般采用QPSK調制方式。與4GLTE相比，5G增加了256QAM和π/2-BPSK兩種調制方式。采用256QAM的目的在于提高數據傳輸速率，采用π/2-BPSK的目的是為了提高小區邊緣的覆蓋率，且該種方式僅在變換預編碼啟用時可以采用。對于5G中新增加的π/2-BPSK調制，它的星座圖如圖3-10所示。圖3-10π/2-BPSK調制星座圖假設BPSK以相位偏移π/4的調制信號表示0，以相位偏移5π/4的調制信號表示1，π/2-BPSK增加了3π/4和7π/4兩個相位。當0位于偶數位時，用相位偏移π/4表示；當0位于奇數位時，用相位偏移3π/4表示。當1位于偶數位時，用相位偏移5π/4表示；當1位于奇數位時，用相位偏移7π/4表示。也就是說π/2-BPSK定義了4種相位來表示調制比特的0和1。對于5G中新增的256QAM調制，它的I路和Q路分別有16種幅度可以調制，每種幅度攜帶4bit信息，合成IQ信號后就有256種相位，每種相位攜帶8bit的信息。它的星座圖如圖3-11所示。圖3-11256QAM調制星座圖假設BPSK以相位偏移π/4的調制信號表示0，以相位偏移5π/4的調制信號表示1，π/2-BPSK增加了3π/4和7π/4兩個相位。當0位于偶數位時，用相位偏移π/4表示；當0位于奇數位時，用相位偏移3π/4表示。當1位于偶數位時，用相位偏移5π/4表示；當1位于奇數位時，用相位偏移7π/4表示。也就是說π/2-BPSK定義了4種相位來表示調制比特的0和1。對于5G中新增的256QAM調制，它的I路和Q路分別有16種幅度可以調制，每種幅度攜帶4bit信息，合成IQ信號后就有256種相位，每種相位攜帶8bit的信息。它的星座圖如圖3-11所示。圖3-11256QAM調制星座圖5GNR空中接口3.3NR信道編碼3信道編碼，也叫差錯控制編碼，是現代通信系統中最基礎的部分之一，它的主要目的是使數字信號進行可靠的傳遞。基本思想是在發送端對原數據添加冗余信息，這些冗余信息是和原數據相關的，再在接收端根據這種相關性來檢測和糾正傳輸過程產生的差錯，從而對抗傳輸過程的干擾。3G與4G均采用了Turbo碼的信道編碼方案。Turbo碼編碼簡單，它的2個核心標志是卷積碼和迭代譯碼，解碼性能出色，但迭代次數多，譯碼時延較大，不適用于5G高速率、低時延應用場景。5G的峰值速率是LTE的20倍，時延是LTE的1/10，這就意味著5G編碼技術需在有限的時延內支持更快的處理速度，比如20Gb/s就相當于譯碼器每秒鐘要處理幾十億比特數據，即5G譯碼器數據吞吐率比4G高得多。譯碼器數據吞吐率越高就意味著硬件實現復雜度越高，處理功耗越大。以手機為例，譯碼器是手機基帶處理的重要組成部分，占據了近72%的基帶處理硬件資源和功耗，因此，要實現5G應用落地，選擇高效的信道編碼技術非常重要。同時，由于5G面向更多應用場景，對編碼的靈活性要求更高，需支持更廣泛的碼塊長度和更多的編碼率。比如，短碼塊應用于物聯網，長碼塊應用于高清視頻，低編碼率應用于基站分布稀疏的農村站點，高編碼率應用于密集城區。如果大家都用同樣的編碼率，這就會造成數據比特浪費，進而浪費頻譜資源。因此，兩大新的優秀編碼技術被3GPP最終選定為5G編碼標準：LDPC碼(LowDensityParityCheckCode，低密度奇偶校驗碼)和極化碼(PolarCode)，它們都是逼近香農極限的信道編碼。2016年11月17日，3GPP規定，5GNR控制消息和廣播信道采用Polar碼，數據信道采用LDPC碼。3.3.1極化碼(PolarCode)在2008年國際信息論ISIT會議上，土耳其畢爾肯大學埃達爾·阿利坎(ErdalAr?kan)教授首次提出了信道極化的概念。基于該理論，他給出了人類已知的第一種能夠被嚴格證明達到信道容量的信道編碼方法，并命名為PolarCode(極化碼)。極化碼構造的核心是通過信道極化(ChannelPolarization)處理，在編碼側采用方法使各個子信道呈現出不同的可靠性。當碼長持續增加時，部分信道將趨向于容量近于1的完美信道(無誤碼)，另一部分信道趨向于容量接近于0的純噪聲信道。選擇在容量接近于1的信道上直接傳輸信息以逼近信道容量，是目前唯一能夠被嚴格證明可以達到香農極限的方法。從代數編碼和概率編碼的角度來說，極化碼具備了兩者各自的特點。首先，只要給定編碼長度，極化碼的編譯碼結構就唯一確定了，而且可以通過生成矩陣的形式完成編碼過程，這一點和代數編碼的常見思維是一致的。其次，極化碼在設計時并沒有考慮最小距離特性，而是利用了信道聯合(ChannelCombination)與信道分裂(ChannelSplitting)的過程來選擇具體的編碼方案，而且在譯碼時也是采用概率算法，這一點比較符合概率編碼的思想。對于長度為N=2n(n為任意正整數)的極化碼，它利用信道W的N個獨立副本，進行信道聯合和信道分裂，得到新的N個分裂之后的信道{，，…，}。隨著碼長N的增加，分裂之后的信道將向兩個極端發展：其中一部分分裂信道會趨近于完美信道，即信道容量趨近于1的無噪聲信道；而另一部分分裂信道會趨近于完全噪聲信道，即信道容量趨近于0的信道。假設原信道W的二進制輸入對稱容量記作I(W)，那么當碼長N趨近于無窮大時，信道容量趨近于1的分裂信道比例約為K=N×I(W)，而信道容量趨近于0的比例約為N×(1-I(W))。對于信道容量為1的可靠信道，可以直接放置消息比特而不采用任何編碼，即相當于編碼速率為R=1；而對于信道容量為0的不可靠信道，可以放置發送端和接收端都事先已知的凍結比特，即相當于編碼速率為R=0。那么當碼長N→∞時，極化碼的可達編碼速率R=N×I(W)/N=I(W)，即在理論上，極化碼可以被證明是可以達到信道容量的。在極化碼編碼時，首先要區分出N個分裂信道的可靠程度，即哪些屬于可靠信道，哪些屬于不可靠信道。對各個極化信道的可靠性進行度量常用的有三種方法：巴氏參數(BhattacharyyaParameter)法、密度進化(DensityEvolution，DE)法和高斯近似(GaussianApproximation)法。最初，極化碼采用巴氏參數Z(W)來作為每個分裂信道的可靠性度量，Z(W)越大表示信道的可靠程度越低。當信道W是二元刪除信道時，每個Z()都可以采用遞歸的方式計算出來，復雜度為O×(N×lbN)(lb=log2，下同)。然而，對于其他信道，如二進制輸入對稱信道或者二進制輸入加性高斯白噪聲信道并不存在準確的能夠計算Z()的方法。因此，Mori等人提出了一種采用密度進化方法跟蹤每個子信道概率密度函數，從而估計每個子信道錯誤概率的方法。這種方法適用于所有類型的二進制輸入離散無記憶信道。

在大多數研究場景下，信道編碼的傳輸信道模型均為BAWGNC(Binary-inputAdditiveWhiteGaussianChannel，加性高斯白噪聲信道)信道。在BAWGNC信道下，可以將密度進化中的對數似然比(LikelihoodRate，LLR)的概率密度函數用一族方差為均值2倍的高斯分布來近似，從而簡化成了對一維均值的計算，大大降低了計算量，這種簡化計算即為高斯近似。在解碼側，極化后的信道可用簡單的逐次干擾抵消解碼的方法，以較低的復雜度獲得與最大自然解碼相近的性能。Polar碼的優勢是計算量小，小規模的芯片就可以實現，商業化后設備成本較低。但Polar碼在長信號以及數據傳輸上更能體現出優勢。香農理論的驗證也是Polar碼在長碼上而不是在短碼上實現的。跟其它編碼方案比較，Polar碼是低復雜度編解碼，當編碼塊偏小時，在編碼性能方面，極化編碼與循環冗余編碼，以及自適應的連續干擾抵消表(SC-list)解碼器級聯使用，可超越Turbo或LDPC。缺點是碼長一般時(小于2000)，最小漢明距太小(1024碼長時只有16)。極化編碼需要解決的問題是由于編碼的特性，所有解碼方法都是SC-Based(Success-CancellationBased，基于連續抵消)，也就是必須先解第一個再解第二個直到第n個，并行化會很困難，所以，即使“復雜度”比較低，但是超大規模集成電路實現的吞吐量相對LDPC碼非常低，這是應用上最大的問題。3.3.2低密度奇偶校驗碼(LDPCCode)

LDPC碼是由MIT的教授RobertGallager提出的。1963年，MIT的RobertGallager在博士論文中首次提出了LDPC的構造方法。不過，受限于當時環境，難以克服計算復雜性，缺乏可行的譯碼算法，此后的35年間這種方法基本上被人們忽略。其間由Tanner在1981年推廣了LDPC碼并給出了LDPC碼的圖表示，即后來所稱的Tanner圖。1993年Berrou等人發現了Turbo碼，在此基礎上，1995年前后MacKay和Neal等人對LDPC碼重新進行了研究，提出了可行的譯碼算法，從而進一步發現了LDPC碼所具有的良好性能，迅速引起強烈反響和極大關注。經過十幾年來的研究和發展，研究人員在各方面都取得了突破性的進展，LDPC的相關技術也日趨成熟，并進入了無線通信等相關領域的標準。LDPC碼是一種校驗矩陣密度(“1”的數量)非常低的分組碼，核心思想是用一個稀疏的向量空間把信息分散到整個碼字中。只所以稱為“稀疏”是因為校驗矩陣中的1要遠小于0的數目，這樣做的好處就是譯碼復雜度低，結構非常靈活。普通的分組碼校驗矩陣密度大，采用最大似然法在譯碼器中解碼時，錯誤信息會在局部的校驗節點之間反復迭代并被加強，造成譯碼性能下降。反之，LDPC碼的校驗矩陣非常稀