全橋移相開關電源設計畢業論文目錄TOC\o"1-5"\h\z摘要 1ABSTRACT 2\o"CurrentDocument"第一章引言 4\o"CurrentDocument"1.1開關電源簡介 4\o"CurrentDocument"1.2開關電源的發展動向 4\o"CurrentDocument"1.3本設計的主要容 5\o"CurrentDocument"第二章相關電力電子器件介紹 6\o"CurrentDocument"2.1二極管 6\o"CurrentDocument"2.2雙極型晶體管 7\o"CurrentDocument"2.3光電三極管 8....\o"CurrentDocument"2.4場效應管 8\o"CurrentDocument"第三章UC3875原理和應用 10uc3875簡介 10....\o"CurrentDocument"uc387各個管腳簡要說明 10uc3875的特點 12...\o"CurrentDocument"UC3875的應用 12\o"CurrentDocument"第四章PWM控制技術 14\o"CurrentDocument"PWM控制 14\o"CurrentDocument"PWM控制的基本原理 14..PWM控制具體過程 1.5...\o"CurrentDocument"PWM空制的優點 15\o"CurrentDocument"4.1.4幾種PWM控制方法 16PWM逆變電路及其控制方法 18..4.2.1計算法和調制法 18\o"CurrentDocument"4.2.2異步調制和同步調制 21..\o"CurrentDocument"第五章電力變換電路介紹 23\o"CurrentDocument"5.1整流電路 23\o"CurrentDocument"5.1.1橋式不可控整流電路 23..\o"CurrentDocument"5.1.2單相橋式全控整流電路 24..5.2逆變電路 25....TOC\o"1-5"\h\z\o"CurrentDocument"5.2.1逆變電路的基本工作原理 26..\o"CurrentDocument"5.2.2電壓型逆變電路 26...\o"CurrentDocument"第六章ZVS-PWM全橋移相開關電源設 2.8..6.1電路圖設計 28....\o"CurrentDocument"6.2電路圖原理 28...總結 32\o"CurrentDocument"致謝 33\o"CurrentDocument"參考文獻 34第一章引言1.1開關電源簡介開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關管開通和關斷的時間比率，維持穩定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制（PWM）控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一點稱為成本反轉點。隨著電力電子技術的發展和創新，使得開關電源技術也在不斷地創新，這一成本反轉點日益向低輸出電力端移動，這為開關電源提供了廣闊的發展空間。開關電源高頻化是其發展的方向，高頻化使開關電源小型化，并使開關電源進入更廣泛的應用領域，特別是在高新技術領域的應用，推動了高新技術產品的小型化、輕便化。另外開關電源的發展與應用在節約能源、節約資源及保護環境方面都具有重要的意義。開關電源中應用的電力電子器件主要為二極管、IGBT和MOSFET°SCR在開關電源輸入整流電路及軟啟動電路中有少量應用，GTR驅動困難，開關頻率低，逐漸被IGBT和MOSFET取代。開關電源的三個條件1、 開關：電力電子器件工作在開關狀態而不是線性狀態2、 高頻：電力電子器件工作在高頻而不是接近工頻的低頻3、 直流：開關電源輸出的是直流而不是交流人們在開關電源技術領域是邊開發相關電力電子器件，邊開發開關變頻技術，兩者相互促進推動著開關電源每年以超過兩位數字的增長率向著輕、小、薄、低噪聲、高可靠、抗干擾的方向發展。開關電源可分為AC/DC和DC/DC兩大類，DC/DC變換器現已實現模塊化，且設計技術及生產工藝在國外均已成熟和標準化，并已得到用戶的認可，但AC/DC的模塊化，因其自身的特性使得在模塊化的進程中，遇到較為復雜的技術和工藝制造問題。以下分別對兩類開關電源的結構和特性作以闡述。1.2開關電源的發展動向開關電源在發展方向是高頻、高可靠、低耗、低噪聲、抗干擾和模塊化。由于開關電源輕、小、薄的關鍵技術是高頻化，因此國外各大開關電源制造商都致力于同步開發新型高智能化的元器件，特別是改善二次整流器件的損耗，并在功率鐵氧體材料上加大科技創新，以提高在高頻率和較大磁通密度下獲得高的磁性能，而電容器的小型化也是一項關鍵技術。SMT技術的應用使得開關電源取得了長足的進展，在電路板兩面布置元器件，以確保開關電源的輕、小、薄。開關電源的高頻化就必然對傳統的PWM開關技術進行創新，實現ZVS、ZCS的軟開關技術已成為開關電源的主流技術，并大幅提高了開關電源的工作效率。對于高可靠性指標，美國的開關電源生產商通過降低運行電流，降低結溫等措施以減少器件的應力，使得產品的可靠性大大提高。模塊化是開關電源發展的總體趨勢，可以采用模塊化電源組成分布式電源系統，可以設計成N+1冗余電源系統，并實現并聯方式的容量擴展。針對開關電源運行噪聲大這一缺點，若單獨追求高頻化其噪聲也必將隨著增大，而采用部分諧振轉換電路技術，在理論上即可實現高頻化又可降低噪聲，但部分諧振轉換技術的實際應用仍存在著技術問題，故仍需在這一領域開展大量的工作，以使得該項技術得以實用化。電力電子技術的不斷創新，使開關電源產業有著廣闊的發展前景。要加快我國開關電源產業的發展速度，就必須走技術創新之路，走出有中國特色的產學研聯合發展之路，為我國國民經濟的高速發展做出貢獻。1.3本設計的主要容利用相移脈寬調制零電壓諧振技術和相移脈寬調制諧振控制器UC3875的性能及在其在功率變換中的應用采用UC3875設計全橋零電壓軟開關功率變換電路控制電路簡單,性能穩定可靠，效率達90%。本文第二、三、四章介紹了相關電力電子期間，整流、逆變電路基礎知識，UC3875的特性以及PWM控制技術。第五章系統的闡述了本設計的全部容，重點介紹了ZVS逆變電路的各個狀態的工作模式，系統的分析了UC3875控制電路設計原理，并對電壓檢測反饋電路和過電流保護進行了設計和分析，使電路的穩定性和安全性進一步提第二章相關電力電子器件介紹在電氣設備或電力系統中，直接承擔電能的變換或控制任務的電路被稱為主電路。電力電子器件是指可直接用于處理電能的主電路中，實現電能的變換或控制的電子器件。同我們在學習電子技術基礎時廣泛接觸的處理信息的電子器件一樣，廣義上電力電子器件可分為電真空器件和半導體器件兩類。但是，自20世紀50年代以來，除了在頻率很高（如微波）的大功率高頻電源中還在使用真空管外，基于半導體材料的電力電子器件已逐步取代了以前的汞弧整流器、閘流管等電真空器件，成為電能變換和控制領域的絕對主力。因此，電力電子器件目前也往往專指電力半導體器件。與普通半導體器件一樣，目前電力半導體器件所采用的主要材料仍然是硅。二極管將PN結用外殼封裝起來，并加上電極引線就構成了半導體二極管，簡稱二極管。由P區引出的電極為陽極，由N區引出的電極為陰極。與PN結一樣，二極管具有單向導電性。但是，由于二極管存在半導體體電阻和引線電阻，所以當外加正向電壓時，在電流相同的情況下，二極管的端電壓大于PN結上的壓降；或者說，在外加正向電壓相同的情況下，二極管的正向電流要小于PN結的電流；在大電流情況下，這種情況更為明顯。另外，由于二極管表面漏電流的存在，使外加反向電壓時的電流增大。實測二極管的伏安特性時發現，只有在正向電壓足夠大時，正向電流才從零隋端電壓按指數規律增大。使二極管開始導通的臨界電壓稱為開啟電壓UON。當二極管所加反向電壓的數值足夠大時，反向電流為Is。反向電壓太大將使二極管擊穿，不同型號二極管的擊穿電壓差別很大，從幾十伏到幾千伏。穩壓二極管是一種硅材料制成的面接觸型晶體二極管，簡稱穩壓管。穩壓管在反向擊穿時，在一定的電流圍（或者說在一定的功率損耗圍），端電壓幾乎不變，表現出穩壓特性，因而廣泛用于穩壓電源與限幅電路之中。穩壓管有著與普通二極管相似的伏安特性，其正向特性為指數曲線。當穩壓管外加反向電壓的數值大到一定程度時則擊穿，擊穿區的曲線很陡，幾乎平行于縱軸，表圖2.1二極管符號2.2雙極型晶體管雙極型晶體管(BJT)又稱晶體三極管、半導體三極管等，后面簡稱晶體管。晶體管分為小功率管，中功率管，大功率管。根據不同的摻雜方式在同一個硅片上制造出三個摻雜區域，并形成兩個PN結，就構成晶體管。采用平面工藝制成的NPN型材料晶體管為于中間的P區稱為基區，它很薄且雜質濃度很低；位于上層的N區是發射區，摻雜濃度很高；位于下層的N去是集電區，因而集電結面積很大；晶體管的外特性與三個區域的上述特點緊密相關。它們所引出的三個電極分別為基極b、發射極e和集電極c。圖2.2(a)所示為NPN型管和PNP型管的符號。NPN那 PNP犁圖2.2(a)晶體管符號放大是對模擬信號最基本的處理。在生產實際和科學實驗中，從傳感器獲得的信號都很微弱，只有經過放大后才能作進一步的處理，或者使之具有足夠的能量來推動執行機構。晶體管是放大電路的核心原件，它能夠控制能量的轉換，將輸入的任何微小變化不失真地放大輸出，放大的對象是變化量。圖2.2(b)所示為基本的放大電路，AUi為輸入電壓信號，它接入基極-發射極回路，稱為輸入回路；放大后的信號在集電極-發射極回路，稱為輸出回路。由于發射極是兩個回路的公共端，故稱該電路為共射放大電路。因為晶體管工作在放大狀態的外部條件是發射結正向偏置且集電結反向偏置，所以在輸入回路應加基極電源VR；BB在輸出回路應加集電極電源V。V和V的極性應如圖2.2(b)所示，且V大于V。CC BB CC CC BB晶體管的放大作用表現為小的基極電流可以控制大的集電極電流。圖2.2(b)基本共射放大電路2.3光電三極管光電三極管依據光照的強度來控制集電極電流的大小,其功能可等效為一只光電二極管與一只晶體管相連并僅引出集電極與發射極。如圖2.3(a)所示，其符號如圖(b)所示，常見外形如圖(c)所示.圖2.3(a)等效電路圖 (b)符號 (c)實物圖光電三極管與普通三極管的輸出特性曲線想類似只是將參變量基極電流1^用入B射光照度E取代，如圖2.3(d)所示。無光照時的集電流稱為暗電流I聞，他比光電CEO二極管的暗電流約大兩倍；而且受溫度的影響很大，溫度每上升25宅。Ho上升約10背。有光照時的集電極電流稱為光電流。當管壓降—足夠大時，i幾乎僅僅決定于入CE c射光照度E。對于不同型號的光電三極管，當入射光照度E為1000lx時，光電流從小于1000mA到幾毫安不等。使用光電三極管時，也應特別注意其反向擊穿電壓、最高工作電壓、最大集電極功耗等極限參數。

2.4場效應管場效應管是利用輸入回路的電場效應來控制輸出回路電流的一種半導體器并件，以此命名。由于它僅靠半導體中的多數載流子導電，又稱單極型晶體管。場效應管不但具備雙極型晶體管體積小、重量輕、壽命長等優點，而且輸入回路的阻高達107-1012Q，噪聲低，熱穩定性好，抗輻射能力強，且比后者耗電省，這些優點使之從60年代誕生起就廣泛地應用于各種電力電路之中。如果在制造MOS管時，在SiQ絕緣層中摻人大量正離子，那么即使U=0，在正2 GS離子作用下P型襯底表層也存在反型層，即漏一源之間存在導電溝道，只要在漏一源間加正向電壓，就會產生漏極電流，如圖2.4(a)所示。并且—為正時，反型層變寬，GS溝道電阻變小，i增大；反之，UQ為負時，反型層變窄，溝道電阻變大，i減小。而TOC\o"1-5"\h\zD GS D當從零減小到一定值時，反型層消失，漏一源之間導電溝道消失，i=0。此時的GS DUg稱為夾斷電壓U屮。與N溝道結型場效應管相同，N溝道耗盡型MOS管的夾斷電壓GS (off)也為負值；但是，前者只能在U$0的情況下工作，而后者的比可以在正、負值的一GS GS定圍實現對iD的控制，且仍保持柵一源間有非常大的絕緣電阻。耗盡型MOS管的符號見圖2.4(b)所示。圖2.4(b)符號圖第三章UC3875原理和應用uc3875簡介Unitrode公司的UC3875，它有4個獨立的輸出驅動端可以直接驅動四只功率M0SFET管，見圖3.1，其中0UTA和OUTB相位相反，OUTC和0UTD相位相反，而0UTC和0UTD相對于0UTA和0UTB的相位&是可調的，也正是通過調節&的大小來進行PWM控制的。r?：i[FE/AOlITr?：i[FE/AOlIT匡IW)EESOFI-SWKlEOPI.aY$FTCjTiEon'uKOUTcl^圖3.1GWDRAMFSLOPE1)1IAYSETA/3OUIAouraPWRGKI'Juc387引|腳圖3.1.1uc3875各個管腳簡要說明UC3875有20腳和28腳兩種，這里僅介紹20腳的UC3875的管腳功能，表3.1.1為管腳功能簡要說明。表3.1.1uc387管腳功能表PIN功能PIN功能1VREF基準電壓10VCC電源電壓2E/A0UT誤差放大器的輸出11VIN芯片供電電源3E/A—誤差放大器的反相輸入12PWRGND電源地4E/A+誤差放大器的同相輸入16FREQSET頻率設置端5C/S+電流檢測17CL0CK/SYNC時鐘/同步6S0FT—START軟起動18SL0PE陡度7,15DELAYSETA/B,C/D輸出延遲控制19RAMP斜波14,13,9,80UTA?0UTD輸出A?D20GND信號地管腳1可輸出精確的5V基準電壓，其電流可以達到60mA。當VIN比較低時，芯片進入欠壓鎖定狀態VREF消失。直到VREF達到4.75V以上時才脫離欠壓鎖定狀態。最好的辦法是接一個0.1“F旁路電容到信號地。管腳2為電壓反饋增益控制端，當誤差放大器的輸出電壓低于1V時實現0°相移。管腳3為誤差放大器的反相輸入端，該腳通常利用分壓電阻檢測輸出電源電壓。管腳4為誤差放大器的同相輸入端，該腳與基準電壓相連，以檢測E/A-端的輸出電源電壓。管腳5為電流檢測端，該腳為電流故障比較器的同相輸入端，其基準設置為部固定2.5V（由VREF分壓）。當該腳的電壓超過2.5V時電流故障動作，輸出被關斷，軟起動復位，此腳可實現過流保護。管腳6為軟起動端，當輸入電壓（VIN）低于欠壓鎖定閾值（10.75V）時，該腳保持地電平，當VIN正常時該腳通過部9“A電流源上升到4.8V，如果出現電流故障時該腳電壓從4.8V下降到0V，此腳可實現過壓保護。管腳7、15為輸出延遲控制端，通過設置該腳到地之間的電流來設置死區，加于同一橋臂兩管驅動脈沖之間，以實現兩管零電壓開通時的瞬態時間，兩個半橋死區可單獨提供以滿足不同的瞬態時間。管腳14、13、9、8為輸出OUTA?OUTD端，該腳為2A的圖騰柱輸出，可驅動MOSFET和變壓器。管腳10為電源電壓端，該腳提供輸出級所需電源，V通常接3V以上電源，cc最佳為12V。此腳應接一旁路電容到電源地。管腳11為芯片供電電源端，該腳提供芯片部數字、模擬電路部分的電源，接于12V穩壓電源。為保證芯片正常工作，在該腳電壓低于欠壓鎖定閾值（10.75V）時停止工作。此腳應接一旁路電容到信號地。管腳12為電源地端。其它相關的阻容網絡與之并聯，電源地和信號地應一點接地以降低噪聲和直流降落。管腳16為頻率設置端，該腳與地之間通過一個電阻和電容來設置振蕩頻率，具體計算公式為：f=4/什從）。管腳17為時鐘/同步端，作為輸出，提供時鐘信號；作為輸入，該腳提供一個同步點。最簡單的用法是：具有不同振蕩頻率的多個UC3875可通過連接其同步端，使它們同步工作于最高頻率。該腳也可使其同步工作于外部時鐘頻率，但外部時鐘頻率需大于芯片的時鐘頻率。管腳18為陡度端，該腳接一個電阻R將產生電流以形成斜波，連接這個電阻s到輸入電壓將提供電壓反饋。管腳19為斜波端，該腳是PWM比較器的一個輸入端，可通過一個電容CR連接到地，電壓以下式陡度建立d/d=Vs/（RC）。該腳可通過很少的器件實現電流方vt sR式控制，同時提供陡度補償。管腳20為信號地端，GND是所有電壓的參考基準。頻率設置端（FREQSET）的振蕩電容（Cf），基準電壓（VREF）端的旁路電容和VIN的旁路電容以及RAMP端斜波電容（CR）都應就近可靠地接于信號地。3.1.2uc3875的特點UC3875為20腳雙列直插DIP封裝，儲存溫度圍為-65?+150°C,工作溫度圍為-25?+80C;工作結溫150C;引線溫度300C。其電路參數額定值為：電源電壓20V;輸出電流，直流015A，脈沖（015“s）3A;模擬I/0（腳1,2,3,4,5,6,7,15,16,17,18, 19）電平為-0.3?5.3V。其特點如下：輸出PWM脈沖0?100%占空比，可編程控制輸出導通延遲,電壓或電流型拓撲相兼容,開關工作頻率為1MHz,4個2A圖騰柱輸出，10MHz誤差放大器，欠壓鎖定（UVLO）,低的軟上升電流（150//A）,具有軟啟動控制，有全周再啟動過流比較門限及可調基準等。UC3875用一個半橋支路對另一個半橋支路的相移開關實行全橋功率級的控制,使得固定頻率脈寬調制與零電壓諧振開關相結合。振蕩器工作頻率約2MHz,實際應用的開關頻率為1MHz;另外,控制器帶時鐘/同步端,可由外部信號對其同步。3.2UC3875勺應用圖3.2典型應用電路（1）死區時間的設置UC3875的輸出驅動信號和零電壓開關的延遲時間由延遲設定（7腳和15腳）的R62、C46和R6i、C45確定，這樣，在不同的負載電流下，可產生一個工作周期脈沖上升沿和下降沿不同的過渡轉換時間。若產生過渡轉換失真，將導致橋式變換器不能正常工作于ZVS工作狀態。移相PWM寬度的設置移相PWM的相移控制是通過誤差放大器來實現的，誤差放大器的同相端(4腳)通過分壓電阻設置基準電壓，反饋輸出電壓和電流信號A0經處理與反相端(3腳)相連，再比較，差值經放大輸出，送至移相脈寬控制器，控制A，B與C，D之間的相位，最終調整波形占空比，使電壓或電流穩定在預定值上。限流保護措施正常情況下，開關電源應工作在額定輸出功率圍之，避免電源工作在超出正常輸出狀態，但在實際工作中是很難預測的。可將高頻變壓器輸出的電流經電流互感器耦合輸出，再經整流、濾波及分壓后，送至A］即UC3875的電流控制端(5腳)，與比較器的同相端電壓進行比較，當輸入電壓高于2-5V時，UC3875的過流保護電路起作用。輸出控制電路UC3875輸出電路采用圖騰柱式輸出，最大電流可達2A，并可直接驅動功率晶體管和場效應管。為確保UC3875和開關器件工作在安全狀態，在設計中增加了TC4427驅動電路、變壓器驅動隔離電路等外圍輔助電路。移相式零電壓軟開關變換器和控制芯片UC3875的合理使用，使得所設計關電源具有高頻、高效、體積小和輕量化的特點，這種軟開關電路在通信電源和電力操作電源中得到廣泛使用。第四章PWM控制技術PWM控制技術在逆變電路中的應用最為廣泛，對逆變電路的影響也最為深刻。現在大量應用的逆變電路中，絕大部分都是PWM型逆變電路。可以說PWM控制技術正是有賴于在逆變電路中的應用，才發展得比較成熟，才確定可它在電力電子技術中的重要地位。正因為如此，本章主要以逆變電路為控制對象來介紹PWM控制技術。實際上，離開了PWM控制技術對逆變電路的介紹就是不完整的。PWM控制脈寬調制（PWM:PulseWidthModulation）是利用微處理器的數字輸出來對模擬電路進行控制的一種非常有效的技術，廣泛應用在從測量、通信到功率控制與變換的許多領域中。簡而言之，PWM是一種對模擬信號電平進行數字編碼的方法。通過高分辨率計數器的使用，方波的占空比被調制用來對一個具體模擬信號的電平進行編碼。PWM信號仍然是數字的，因為在給定的任何時刻，滿幅值的直流供電要么完全有（ON），要么完全無（OFF）。電壓或電流源是以一種通（ON）或斷（OFF）的重復脈沖序列被加到模擬負載上去的。通的時候即是直流供電被加到負載上的時候，斷的時候即是供電被斷開的時候。只要帶寬足夠，任何模擬值都可以使用PWM進行編碼。PWM控制的基本原理隨著電子技術的發展，出現了多種PWM技術，其中包括：相電壓控制PWM、脈寬PWM法、隨機PWM、SPWM法、線電壓控制PWM等，而在鎳氫電池智能充電器中采用的脈寬PWM法，它是把每一脈沖寬度均相等的脈沖列作為PWM波形，通過改變脈沖列的周期可以調頻，改變脈沖的寬度或占空比可以調壓，采用適當控制方法即可使電壓與頻率協調變化。可以通過調整PWM的周期、PWM的占空比而達到控制充電電流的目的。模擬信號的值可以連續變化，其時間和幅度的分辨率都沒有限制。9V電池就是一種模擬器件，因為它的輸出電壓并不精確地等于9V，而是隨時間發生變化，并可取任何實數值。與此類似，從電池吸收的電流也不限定在一組可能的取值圍之。模擬信號與數字信號的區別在于后者的取值通常只能屬于預先確定的可能取值集合之，例如在｛0V,5V｝這一集合中取值。模擬電壓和電流可直接用來進行控制，如對汽車收音機的音量進行控制。在簡單的模擬收音機中，音量旋鈕被連接到一個可變電阻。擰動旋鈕時，電阻值變大或變小；流經這個電阻的電流也隨之增加或減少，從而改變了驅動揚聲器的電流值，使音量相應變大或變小。與收音機一樣，模擬電路的輸出與輸入成線性比例。盡管模擬控制看起來可能直觀而簡單但，它并不總是非常經濟或可行的其。中一點就是，模擬電路容易隨時間漂移，因而難以調節。能夠解決這個問題的精密模擬電路可能非常龐大、笨重（如老式的家庭立體聲設備）和昂貴。模擬電路還有可能嚴重發熱，其功耗相對于工作元件兩端電壓與電流的乘積成正比。模擬電路還可能對噪聲很敏感，任何擾動或噪聲都肯定會改變電流值的大小。通過以數字方式控制模擬電路，可以大幅度降低系統的成本和功耗。此外，許多微控制器和DSP已經在芯片上包含了PWM控制器，這使數字控制的實現變得更加容易了。PWM控制具體過程脈沖寬度調制（PWM）是一種對模擬信號電平進行數字編碼的方法。通過高分辨率計數器的使用，方波的占空比被調制用來對一個具體模擬信號的電平進行編碼。PWM信號仍然是數字的，因為在給定的任何時刻，滿幅值的直流供電要么完全有（ON），要么完全無（OFF）。電壓或電流源是以一種通（ON）或斷（OFF）的重復脈沖序列被加到模擬負載上去的。通的時候即是直流供電被加到負載上的時候，斷的時候即是供電被斷開的時候。只要帶寬足夠，任何模擬值都可以使用PWM進行編碼。多數負載（無論是電感性負載還是電容性負載）需要的調制頻率高于10Hz，通常調制頻率為1kHz到200kHz之間。許多微控制器部都包含有PWM控制器。例如‘Microchip公司的PIC16C67含兩個PWM控制器，每一個都可以選擇接通時間和周期。占空比是接通時間與周期之比；調制頻率為周期的倒數。執行PWM操作之前，這種微處理器要求在軟件中完成以下工作：設置提供調制方波的片上定時器/計數器的周期；在PWM控制寄存器中設置接通時間；設置PWM輸出的方向，這個輸出是一個通用I/O管腳；啟動定時器；使能PWM控制器。PWM控制的優點PWM的一個優點是從處理器到被控系統信號都是數字形式的，無需進行數模轉換。讓信號保持為數字形式可將噪聲影響降到最小。噪聲只有在強到足以將邏輯1改變為邏輯0或將邏輯0改變為邏輯1時，也才能對數字信號產生影響。對噪聲抵抗能力的增強是PWM相對于模擬控制的另外一個優點，而且這也是在某些時候將PWM用于通信的主要原因。從模擬信號轉向PWM可以極大地延長通信距離。在接收端，通過適當的RC或LC網絡可以濾除調制高頻方波并將信號還原為模擬形式。PWM控制技術一直是變頻技術的核心技術之一。1964年A.Schonung和H.stemmler首先提出把這項通訊技術應用到交流傳動中，從此為交流傳動的推廣應用開辟了新的局面。從最初采用模擬電路完成三角調制波和參考正弦波比較，產生正弦脈寬調制SPWM信號以控制功率器件的開關開始，到目前采用全數字化方案，完成優化的實時在線的PWM信號輸出，可以說直到目前為止，PWM在各種應用場合仍在主導地位，并一直是人們研究的熱點。由于PWM可以同時實現變頻變壓反抑制諧波的特點。由此在交流傳動及至其它能量變換系統中得到廣泛應用。PWM控制技術大致可以為為三類，正弦PWM（包括電壓，電流或磁通的正弦為目標的各種PWM方案，多重PWM也應歸于此類），優化PWM及隨機PWM°正弦PWM已為人們所熟知，而旨在改善輸出電壓、電流波形，降低電源系統諧波的多重PWM技術在大功率變頻器中有其獨特的優勢（如ABBACS1000系列和美國ROBICON公司的完美無諧波系列等）；而優化PWM所追求的則是實現電流諧波畸變率（THD）最小，電壓利用率最高，效率最優，及轉矩脈動最小以及其它特定優化目標°在70年代開始至80年代初，由于當時大功率晶體管主要為雙極性達林頓三極管，載波頻率一般最高不超過5kHz，電機繞組的電磁噪音及諧波引起的振動引起人們的關注。為求得改善，隨機PWM方法應運而生°其原理是隨機改變開關頻率使電機電磁噪音近似為限帶白噪音（在線性頻率坐標系中，各頻率能量分布是均勻的），盡管噪音的總分貝數未變，但以固定開關頻率為特征的有色噪音強度大大削弱。正因為如此，即使在IGBT已被廣泛應用的今天，對于載波頻率必須限制在較低頻率的場合，隨機PWM仍然有其特殊的價值（DTC控制即為一例）；別一方面則告訴人們消除機械和電磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作頻率，因為隨機PWM技術提供了一個分析、解決問題的全新思路°4.1.4幾種PWM控制方法（1） 等脈寬PWM法VVVF（VariableVoltageVariableFrequency）裝置在早期是采用PAM（PulseAmplitudeModulation）控制技術來實現的，其逆變器部分只能輸出頻率可調的方波電壓而不能調壓.等脈寬PWM法正是為了克服PAM法的這個缺點發展而來的,是PWM法中最為簡單的一種.它是把每一脈沖的寬度均相等的脈沖列作為PWM波,通過改變脈沖列的周期可以調頻，改變脈沖的寬度或占空比可以調壓，采用適當控制方法即可使電壓與頻率協調變化.相對于PAM法，該方法的優點是簡化了電路結構，提高了輸入端的功率因數，但同時也存在輸出電壓中除基波外，還包含較大的諧波分量°（2） 隨機PWM在上世紀70年代開始至上世紀80年代初，由于當時大功率晶體管主要為雙極性達林頓三極管，載波頻率一般不超過5kHz,電機繞組的電磁噪音及諧波造成的振動引起了人們的關注.為求得改善，隨機PWM方法應運而生.其原理是隨機改變開關頻率使電機電磁噪音近似為限帶白噪聲（在線性頻率坐標系中，各頻率能量分布是均勻的），盡管噪音的總分貝數未變，但以固定開關頻率為特征的有色噪音強度大大削弱.正因為如此，即使在IGBT已被廣泛應用的今天，對于載波頻率必須限制在較低頻率的場合，隨機PWM仍然有其特殊的價值；另一方面則說明了消除機械和電磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作頻率，隨機PWM技術正是提供了一個分析，解決這種問題的全新思路。SPWM法SPWM(SinusoidalPWM)法是一種比較成熟的，目前使用較廣泛的PWM法.前面提到的采樣控制理論中的一個重要結論:沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同.SPWM法就是以該結論為理論基礎，用脈沖寬度按正弦規律變化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆變電路中開關器件的通斷，使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應區間的面積相等，通過改變調制波的頻率和幅值則可調節逆變電路輸出電壓的頻率和幅值.該方法的實現有以下幾種方案。等面積法該方案實際上就是SPWM法原理的直接闡釋，用同樣數量的等幅不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波，然后計算各脈沖的寬度和間隔，并把這些數據存于微機中，通過查表的方式生成PWM信號控制開關器件的通斷，以達到預期的目的.由于此方法是以SPWM控制的基本原理為出發點，可以準確地計算出各開關器件的通斷時刻，其所得的波形很接近正弦波，但其存在計算繁瑣，數據占用存大，不能實時控制的缺點。非線性控制PWM單周控制法又稱積分復位控制(IntegrationResetControl,簡稱IRC),是一種新型非線性控制技術，其基本思想是控制開關占空比，在每個周期使開關變量的平均值與控制參考電壓相等或成一定比例.該技術同時具有調制和控制的雙重性，通過復位開關，積分器，觸發電路，比較器達到跟蹤指令信號的目的.單周控制器由控制器，比較器，積分器及時鐘組成，其中控制器可以是RS觸發器。單周控制在控制電路中不需要誤差綜合，它能在一個周期自動消除穩態，瞬態誤差，使前一周期的誤差不會帶到下一周期.雖然硬件電路較復雜，但其克服了傳統的PWM控制方法的不足，適用于各種脈寬調制軟開關逆變器，具有反應快，開關頻率恒定，魯棒性強等優點，此外，單周控制還能優化系統響應，減小畸變和抑制電源干擾，是一種很有前途的控制方法。諧振軟開關PWM傳統的PWM逆變電路中，電力電子開關器件硬開關的工作方式，大的開關電壓電流應力以及高的du/dt和di/dt限制了開關器件工作頻率的提高，而高頻化是電力電子主要發展趨勢之一，它能使變換器體積減小，重量減輕，成本下降，性能提高，特別當開關頻率在18kHz以上時，噪聲將已超過人類聽覺圍，使無噪聲傳動系統成為可能。諧振軟開關PWM的基本思想是在常規PWM變換器拓撲的基礎上附加一個諧振網絡，諧振網絡一般由諧振電感，諧振電容和功率開關組成.開關轉換時，諧振網絡工作使電力電子器件在開關點上實現軟開關過程諧振過程極短基本不影響PWM技術的實現.從而既保持了PWM技術的特點，又實現了軟開關技術.但由于諧振網絡在電路中的存在必然會產生諧振損耗,并使電路受固有問題的影響,從而限制了該方法的應用。4.2PWM逆變電路及其控制方法目前中小功率的逆變電路幾乎都采用WM技術。逆變電路是PWM控制技術最為重要的應用場合。PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實用的幾乎都是電壓型。4.2.1計算法和調制法1、 計算法根據正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數，準確計算PWM波各脈沖寬度和間隔，據此控制逆變電路開關器件的通斷，就可得到所需PWM波形。缺點：繁瑣，當輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結果都要變化。2、 調制法輸出波形作調制信號，進行調制得到期望的PWM波；通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波；等腰三角波應用最多，其任一點水平寬度和高度成線性關系且左右對稱；與任一平緩變化的調制信號波相交，在交點控制器件通斷，就得寬度正比于信號波幅值的脈沖，符合PWM的要求。調制信號波為正弦波時，得到的就是SPWM波；調制信號不是正弦波，而是其他所需波形時，也能得到等效的PWM波。如圖4.2.1(a)結合IGBT單相橋式電壓型逆變電路對調制法進行說明：設負載為阻感負載，工作時V］和V2通斷互補，V3和V4通斷也互補。控制規律：uo正半周，V］通，V2斷，V3和V4交替通斷，負載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段為正，一段為負，負載電流為正區間，V和V導通時，u等于U，V關斷TOC\o"1-5"\h\z1 4 o d4時，負載電流通過V和V“續流，u=0，負載電流為負區間，i為負，實際上從V1和1 D3 o o D1Vg流過，仍有u=U，V”斷，V通后，i從V和Vg續流，u=0，u總可得到U和零兩D4 od4 3 o 3 D1 o o d種電平。u負半周，讓V保持通，V保持斷，V和V交替通斷，u可得-U和零兩種電平。o 2 1 3 4 o d單極性PWM控制方式(單相橋逆變)：在u和u的交點時刻控制IGBT的通斷。口正半周V保持通，V保持斷，當u>urcr12rc時使V通，V斷，u=U，當u<u時使V斷，V通，u=0°u負半周，V保持斷，V24 3 od rc 4 3 o r 1保持通，當u<u時使V通，V斷，u=-U，當u>u時使V斷，V通，u=0，虛線u*rc 3 4 od rc 3 4 o of表示u的基波分量°波形見圖4.2.1(b)°o雙極性PWM控制方式(單相橋逆變)：在u半個周期，三角波載波有正有負，所得PWM波也有正有負°在u—周期，rr輸出PWM波只有士U兩種電平，仍在調制信號u和載波信號u的交點控制器件通斷°drc

u正負半周，對各開關器件的控制規律相同，當u>u時，給V和V4導通信號，給rrc1V2和V3關斷信號，如i>0，V和V4通，如i<0，VD和VD通，u=U，當u<u時，o 1 o 1 4 od rc給V2和V3導通信號，給V和V4關斷信號，如i<0，V2和V3通，如i>0，VD和VDo o 2 3通，u=-U,。波形見圖4.2.1(c)。od信號波載波信號波載波vd3圖4.2.1(a)單相橋式PWM逆變電路圖4.2.1(b)單極性PWM控制方式波形圖4.2.1(c)雙極性PWM控制方式波形4.2.2異步調制和同步調制載波比載波頻率f與調制信號頻率f之比5N=f/f。根據載波和信號波c r cr是否同步及載波比的變化情況，PWM調制方式分為異步調制和同步調制：1、 異步調制異步調制——載波信號和調制信號不同步的調制方式。通常保持f固定不變5當f變化時5載波比N是變化的。在信號波的半周期5crPWM波的脈沖個數不固定，相位也不固定5正負半周期的脈沖不對稱5半周期前后1/4周期的脈沖也不對稱。當f較低時5N較大5—周期脈沖數較多5脈沖不對稱的不利r影響都較小5當f增高時5N減小5—周期的脈沖數減少5PWM脈沖不對稱的影響就r變大。因此5在采用異步調制方式時5希望采用較高的載波頻率5以使在信號波頻率較高時仍能保持較大的載波比。2、 同步調制同步調制一一N等于常數5并在變頻時使載波和信號波保持同步。基本同步調制方式5f變化時N不變5信號波一周期輸出脈沖數固定。三相5公r用一個三角波載波5且取N為3的整數倍5使三相輸出對稱。為使一相的PWM波正負半周鏡對稱5N應取奇數。當N=9時的同步調制三相PWM波形如圖4.2.2(a)所示。f很低時5fC也很低5由調制帶來的諧波不易濾除5f很高時5fc會過高5使rr開關器件難以承受。為了克服上述缺點5可以采用分段同步調制的方法。3、 分段同步調制

把f圍劃分成若干個頻段，每個頻段保持N恒定，不同頻段N不同。在f高的

rr頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高，在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低。圖4.2.2(b)，分段同步調制一例。為防止fc在切換點附近來回跳動，采用滯后切換的方法。同步調制比異步調制復雜，但用微機控制時容易實現。可在低頻輸出時采用異步調制方式，高頻輸出時切換到同步調制方式，這樣把兩者的優點結合起來，和分段同步方式效果接近。第五章電力變換電路介紹5.1整流電路整流電路把交流電壓變換為單極性電壓的電路。大多數整流電路由變壓器、整流主電路和濾波器等組成。它在直流電動機的調速、發電機的勵磁調節、電解、電鍍等領域得到廣泛應用。整流電路通常由主電路、濾波器和變壓器組成。20世紀70年代以后，主電路多用硅整流二極管和晶閘管組成。濾波器接在主電路與負載之間，用于濾除脈動直流電壓中的交流成分。變壓器設置與否視具體情況而定。變壓器的作用是實現交流輸入電壓與直流輸出電壓間的匹配以及交流電網與整流電路之間的電隔離（可減小電網與電路間的電干擾和故障影響）。整流電路是電力電子電路中最早出現的一種，它將交流電變為直流電，應用十分廣泛，電路形式各種各樣。按其組成器件可分為不控整流電路、半控整流電路和全控整流電路。其中，半控整流電路和全控整流電路按其控制方式又可分為相控整流電路和斬波整流電路（見電力電子電路）。相控整流電路由于采用電網換相方式，不需要專門的換相電路，因而電路簡單、工作可靠，得到廣泛應用。但相控整流電路在控制用a較大時，功率因數較低，網側電流諧波含量較大。因而在大功率調速傳動中，低速運行時，采用斬控整流電路可解決功率因數變壞的問題。按電路結構可分為橋式電路和零式電路，按交流輸入相數分為單相電路和多相電路，按變壓器二次側電流的方向是單相或雙相，又分為單拍電路和雙拍電路；實用電路是上述的組合結構。5.1.1橋式不可控整流電路如圖5.1.1所示橋式整流器是利用二極管的單向導通性進行整流的最常用的電路，常用來將交流電轉變為直流電。橋式整流是對二極管半波整流的一種改進。半波整流利用二極管單向導通特性，在輸入為標準正弦波的情況下，輸出獲得正弦波的正半部分，負半部分則損失掉。橋式整流器利用四個二極管，兩兩對接。輸入正弦波的正半部分是兩只管導通，得到正的輸出；輸入正弦波的負半部分時，另兩只管導通，由于這兩只管是反接的，所以輸出還是得到正弦波的正半部分。橋式整流器對輸入正弦波的利用效率比半波整流高一倍。橋式整流是交流電轉換成直流電的第一個步。橋式整流器是由多只整流二極管作橋式連接，外用絕緣朔料封裝而成，大功率橋式整流器在絕緣層外添加金屬殼包封，增強散熱。橋式整流器品種多，性能優良，整流效率高，穩定性好，

圖5.1.1橋式整流器5.1.2單相橋式全控整流電路1、帶負載時的工作情況在圖5.1.2(a)所示的單相橋式全控整流電路中，晶閘管VT］和VT4組成一對橋臂，VT2和VT3組成另一對橋臂。在u2正半周(即a點電位高于b點電位)，若4個晶閘管均不導通，負載電流i為零，U也為零，VT、VT串聯承受電壓u，設VT和VTd d l 4 2 l 4的漏電阻相等，則各承受u2的一半。若在觸發角a處給VT杠口VT4加觸發脈沖，VT］和VT4即導通，電流從電源a端經VT］、R、VT4流回電源b端。當u2過零時，流經晶閘管的電流也降到零，VT］和VT4關斷。在U負半周，仍在觸發角a處觸發VT和VT(VT和VT的a=0位于wt=n處)，2323VT。和VT。導通，電流從電源b端流出，經VT。、R、VT。流回電源a端。到u過零時，23322電流又降為零，VT2和VTg關斷。此后又是VT］和VT4導通，如此循環地工作下去，整流電壓U和晶閘管VT’和VT,兩端電壓波形分別如圖5.1.2(b)所示。d 1 4由于在交流電源的正負半周都有整流輸出電流流過負載，故該電路為全波整流。在u2—個周期，整流電壓波形脈動2次，脈動次數多于半波整流電路，該電路屬于雙脈沖整流電路。變壓器二次繞組中，正負兩個半周電流方向相反且波形對稱，平均值為零，即直流分量為零，如圖5.1.2(b)所示，不存在變壓器直流磁化問題，變壓器繞組的利用率也高。2、帶阻感負載的工作情況電路圖如圖5.1.2(c)所示。為便于討論假設電路已工作于穩態。在u2正半周期，觸發角a處給晶閘管VT］和VT4加觸發脈沖使其開通，ud=u2。負載中有電感存在使負載電流不能突變，電感對負載電流起平波作用，假設負載電感很大，負載電流i連續且波形近似為一水平線，其波形如圖5.1.2(d)所示。u9過零d2變負時，由于電感的作用晶閘管VT］和VT4中仍流過電流id，并不關斷。至wt=n+a時刻，給VT和VT加觸發脈沖，因VT和VT本已承受正電壓，故兩管導通。VT和VT232323導通后，u通過VT和VT分別向VT和VT施加反壓使VT和VT關斷，流過VT和VT2 2 3 1 4 1 4 1 4的電流迅速轉移到VT。和VT上，此過程稱為換相，亦即換流。至下一周期如此循環23下去，u波形如圖5.1.2(d)所示。d逆變電路與整流相對應，把直流電變成交流電稱為逆變。當交流側接在電網上，即交流側接有電源時，稱為有源逆變；當交流側直接和負載連接時，稱為無源逆變。逆變電路的應用非常廣泛，在已有的各種電源中，蓄電池、干電池、太陽能電池等都是直流電源，當需要這些電源向交流負載供電時，就需要逆變電路。另外，交流電機調速用變頻器、不間斷電源、感應加熱電源等電力電子裝置使用非常廣泛，其電路的核心部分都是逆變電路。變流電路在工作過程中不斷發生電流從一個支路向另一個支路的轉移，這就是換流。換流方式在逆變電路中有突出的地位。逆變電路可以從不同的角度進行分類。如可以按換流方式分，按輸出的相數分，也可按直流電源的性質分。若按直流電源的性質分，可分為電壓型和電流型兩大類。5.2.1逆變電路的基本工作原理以圖5.2.1(a)的單相橋式逆變電路為例說明其最基本的工作原理。圖中S1-S4是橋式電路的4個橋臂，它們由電力電子器件及其輔助電路組成。當開關S1、S4閉合，S2、S3斷開時，負載電壓U0為正；當開關SI、S4斷開，S2、S3閉和時，U0為負，其波形如圖5.2.1(b)所示。這樣就把直流電變成了交流電，改變兩組開關的切換頻率，即可改變輸出交流電的頻率。這就是逆變電路最基本的工作原理。當負載為電阻時，負載電流i0和電壓u0的波形形狀相同，相位也相同。當負載為阻感時，i0相位滯后于u0，兩者波形的形狀也不同，圖5.2.1(b)給出的就是阻感負載時的i0波形。設t］時刻以前S］、S4導通，u0和i0均為正。在t］時刻斷開SjSj同時合上S9、S，則u的極性立刻變為負。但是，因為負載中有電感，其電流方向不2 3 0能立刻改變而仍維持原方向。這時負載電流從直流電源負極流出，經S、負載和&23流回正極，負載電感中儲存的能量向直流電源反饋，負載電流逐漸減小，到t2時刻降為零，之后i0才反向并逐漸增大。S2、S3斷開，S］、S4閉合時的情況類似。上面是S］?S4均為理想開關時的分析，實際電路的工作過程要復雜一些。圖5.2.1(a)單相逆變電路(b)波形圖5.2.2電壓型逆變電路圖5.2.2(a)所示電路是電壓型逆變電路，其特點主要是(D直流側為電壓源，或并聯有大電容，相當于電壓源。直流側電壓基本無脈動，直流回路呈現低阻抗。(2)由于直流電壓源的鉗位作用，交流側輸出電壓波形為矩形波，并且與負載阻抗角無關。而交流側輸出電流波形和相位因負載阻抗情況的不同而不同。(3)當交流側為阻感負載時需要提供無功功率，直流側電容起緩沖無功能量的作用。為了給交流側向直流側反饋的無功能量提供通道，逆變橋各臂都并聯了反饋二極管。它共有4個橋臂，可以看成由兩個半橋電路組合而成。把橋臂］和4作為一對，橋臂2和3作為另一隊，成對的兩個橋臂同時導通，兩對交替各導通］800。在阻感負載時，還可以采用移相的方式來調節逆變電路的輸出電壓，這種方式稱為移相調壓。移相調壓實際上就是調節輸出電壓脈沖的寬度。在圖2.2.2(b)的單相全橋逆變電路中，各IGBT的柵極信號仍是］800正偏，］800反偏，并且V】和V2的柵極信號互補，V3和V4的柵極信號互補，但V3的基極信號不是比V】落后］800，而是只落后&(0〈&〈］800〉。也就是說，V3、V4的柵極信號不是分別和V2、V】的柵極信號同相位，而是前移了】800-&。這樣，輸出電壓U0就不再是正負各為】800的脈沖，而是正負各為&的脈沖，各IGBT的柵極信號U-U及輸出電壓u、輸出電流i的波形如圖5.2.2G］G4 0 0(b)所示，下面對其工作過程進行具體分析。設在□時刻前V］和V4導通，輸出電壓U0為Ud，t］時刻V3和V4柵極信號反向，V截止，而因負載電感中的電流i不能突變，V不能立刻導通，vd導通續流。因為4 0 3 3V和VD同時導通，所以輸出電壓為零。到t時刻V和V柵極信號反向，V截止，而32121V不能立刻導通，VD導通續流，和VD構成電流導通，輸出電壓-U。到負載電流過零23d并開始反向時，VD和VD截止，V和V開始導通，U仍為-U。t時刻V和V柵極信23230d334號再次反向，V3截止，而V4不能立刻導通，VD4導通續流，U0再次為零。以后的過程和前面類似。這樣，輸出電壓U0的正負脈沖寬度就各為&。改變&，就可以調節輸出電壓。在純電阻負載時，采用上述移相方法也可以得到相同的結果，只是VD］?VD4不再導通，不起續流作用。在u0為零的期間，4個橋臂均不導通，負載也沒有電流。顯然，上述移相調壓方式并不適用于半橋逆變電路。不過在純電阻負載時，仍可采用改變正負脈沖寬度的方法來調節半橋逆變電路的輸出電壓。這時，上下兩橋臂的柵極信號不再是各1800正偏、1800反偏并且互補，而是正偏的寬度為&、反偏的寬度為3600-&，二者相位差1800。這時輸出電壓uo也是正負脈沖的寬度各位&。圖5.2.2(a)單相全橋逆變電路 (b)波形圖第六章ZVS-PWM全橋移相開關電源設計6.1電路圖設計TOC\o"1-5"\h\z由VD］、VD2、VD3、VD4組成全橋整流電路，其中L1>L2>C2>c3是濾波電路。由VT］、VT、VT、VT組成全橋逆變電路，圖6.1中C、C、C、C和變壓器漏感組成諧振電路，2 3 4 6 7 8 9在逆變開關過程中產生零電壓軟開關。在逆變器輸出負載回路中，串入電流互感器t2檢測負載電流，用于過電流保護。輸出變壓器的二次側整流電路由VD、VD“、Lq、C“、9 10 3 10R2組成。由T2、R3、CjCjVDR］、VDR2、VDR3、VDRjC13、C14、VSjRP】組成過電流檢測電路，Rq將互感器T的交流電流變成交流電壓，經VDR整流變換成直流電壓，經C、2 13C14濾波，變成平穩的直流電壓，在VS］、RP1上形成閾值電壓，當電流超過閾值時，VS1被擊穿，RP上產生高電平，經R連接到UC3875的5腳過電流封鎖。由VS>VS^>Rn>R、1 8 2 3 30 31R32、RP2、RP3、U］組成輸出電壓檢測電路，VS2是穩壓電路，U］是線性光耦合電路，工作在線形放大狀態。當輸出電壓偏高時，光耦電路的輸出電流增大，在RPq上的電壓3增加；當輸出電壓偏低時，光耦的輸出電流減少，在RP上的電壓降低。3UC3875是設計移相零電壓諧振PWM開關電源的控制器件，它可對全橋開關的相位進行相位移動，實現全橋功率級定頻脈寬調制控制。通過功率開關器件的輸出電容充、放電，在輸出電容充、放電結束（即電壓為零）時實現零電壓導通。有關UC3875的功能結束請參見第三章相關容。相位控制的特點體現在UC3875的4個輸出端分別驅動A/B、D/C兩個半橋，可單獨進行導通延時（即死區時間）的控制，在該死區時間確保下一個功率開關器件的輸出電容放電完畢，為即將導通的開關器件提供電壓導通條件。在全橋模式下，移相控制的優點得到充分體現。6.2電路圖原理1）輸入整流電路AC是交流電源，TH］是熱敏電阻，當電流突然增大，電流經過熱敏電阻必然發熱，從而它電阻也增大，起到保護電路的目的。F］是保護電阻，當電流過大是F］熔斷，保護電路。q起電容濾波作用，電容器是一個儲存電能的倉庫。在電路中，當有電壓加到電容器兩端的時候，便對電容器充電，把電能儲存在電容器中；當外加電壓失去（或降低）之后，電容器將把儲存的電能再放出來。充電的時候，電容器兩端的電壓逐漸升高，直到接近充電電壓；放電的時候，電容器兩端的電壓逐漸降低，直到完全消失。電容器的容量越大，負載電阻值越大，充電和放電所需要的時間越長。這種電容帶兩端電壓不能突變的特性，正好可以用來承擔濾波的任務。L1'C2'L2>C3是LC濾波電路，其濾波效能很高，幾乎沒有直流電壓損失，適用于負載電流較大、要求紋波很小的場合。圖6.1ZVSPWM全橋移相開關電源圖VDjVD2、VD3、VD4組成不可控整流電路，當C4上的電壓上正下負時，電流通過

VD1、C、VD回路流通，此時C上正下負；當C,上的電壓上負下正時，電流通過VD、1 5 4 5 4 3C、vd回路流通，此時C同樣是上正下負。故C上的交流壓電通過不可控整流電路5254轉化為直流電壓。（2）全橋逆變電路C上的直流電通過由VT’、VT、VT、VT,、VD、VDr、VD7、VD、VDo、VD“、C、C、51234567891067C、C組成的移相控制全橋逆變電路。C作為輸入電壓，VT（i=1、2、3、4）為第i個8 9 5 i參數相同的功率MOS開關管。VDr、VDr、VD7、VD和C、C?、C、C為相應的體二極管56786789和輸出結電容，功率開關管的輸出結電容和輸出變壓器的漏電感T2作為諧振元件，使4個開關管依次在零電壓下導通，實現恒頻軟開關。VT杠口VT2構成超前臂，VT3和VT4構成滯后臂。為了防止橋臂直通短路，VT］和VT2,VT3和VT4之間人為地加入了死區時間At，它是根據開通延時和關斷不延時原則來設置同一橋臂死區時間。VT】和VT4，VT和VT之間的驅動信號存在移相角a，通過調節a角的大小，可調節輸出電壓的23圖6.2移相全橋電路工作波形各工作模態分析：在t之前，VT和VT已導通，在（t0-tl）維持VT和VT導通，VT和VT截止。電0 l 4 1 4 2 3容C?和C被輸入電源充電。變壓器原邊電壓為V.，功率由變壓器原邊傳送到負載。7 8 in在功率輸出過程中，軟開關移相控制全橋電路的工作狀態和普通PWM硬開關電路相同。tl-tl':超前臂在死區時間的諧振過程。加到VT】上的驅動脈沖變為低電平訓人由導通變為截止。電容C和C迅速分別充放電，與等效電感串聯諧振，在諧振結束67前（t2之前），使前臂中心電壓快速降低到-0.7V，使VDg立即導通，為VT2的零電壓導通作好準備。tl'-t3:原邊電流止半周箝位續流過程。VT2在驅動脈沖變為高電平后實現了零電壓導通，由于vd已提前提供了原邊電流的左臂續流回路，雖然兩臂中點電壓為零，6但原邊電流仍按原方向繼續流動，逐步衰減。t3-14:VT4關斷后滯后臂諧振過程，t3時加到VT4的驅動脈沖電壓變為低電平，vt由導通變為截止，原邊電流失去主要通道。C和C開始充放電，與諧振電感串聯8 9諧振°VD導通續流，為VT的零電壓導通作好準備。原邊電流以最大變化率從正峰值73急速下降°t4-15:電感儲能回送電網期。t4時刻VD7已導通續流，下沖的電流經VD7返回到電源，補償了電網在全橋電路上的功耗。滯后臂死區時間應該在該時間段結束。原邊電流下沖到零點。15-16:原邊電流下沖過零后開始負向增大。VT和VT都已導通，形成新的電流23回路，開始新的功率輸出過程。但副邊兩整流二極管正是同時導通和急劇變換的過程，副邊電壓被箝位在低電平，出現占空比丟失過程。因此滯后臂死區時間設計是關鍵。至下一周期重復上述過程，如此循環下去，實現零電壓逆變。（3） 輸出整流濾波電路輸出變壓器的二次側采用單相全波不可控整流電路，產生U0輸出電壓。變壓器人帶中心抽頭，當片上正下負時，VD9工作，變壓器二次側繞組上半部分流過電流。當T上負下正時，VD“工