第6章集成電路運算放大器6–1集成運算放大器的特點6–2電流源電路6–3差動放大電路6–4集成運算放大器的輸出級電路

6–5集成運放電路舉例6–6MOS集成運算放大器

6–7集成運算放大器的主要性能指標

6–1集成運算放大器的特點集成運放是一種多級放大電路，性能理想的運放應該具有電壓增益高、輸入電阻大、輸出電阻小、工作點漂移小等特點。與此同時，在電路的選擇及構成形式上又要受到集成工藝條件的嚴格制約。因此，集成運放在電路設計上具有許多特點，主要有：(1)級間采用直接耦合方式。(2)盡可能用有源器件代替無源元件。(3)利用對稱結構改善電路性能。關于集成電路的制造工藝見附錄A。集成運放電路形式多樣，各具特色。但從電路的組成結構看，一般是由輸入級、中間放大級、輸出級和電流源四部分組成，如圖6–1所示。6–2電流源電路電流源對提高集成運放的性能起著極為重要的作用。一方面它為各級電路提供穩定的直流偏置電流，另一方面可作為有源負載，提高單級放大器的增益。下面我們從晶體管實現恒流的原理入手，介紹集成運放中常用的電流源電路。

一、單管電流源電路

圖6–2(a)畫出了晶體管基極電流為IB的一條輸出特性曲線。由圖可見，當IB一定時，只要晶體管不飽和也不擊穿，IC就基本恒定。因此，固定偏流的晶體管，從集電極看進去相當于一個恒流源。由交流等效電路知，它的動態內阻為rce，是一個很大的電阻。為了使IC更加穩定，可以采用分壓式偏置電路(即引入電流負反饋)，便得到圖6–2(b)所示的單管電流源電路。圖6–2(c)為該電路等效的電流源表示法，圖中Ro為等效電流源的動態內阻。利用圖6–2(b)電路的交流等效電路可以證明，Ro近似為圖6–2單管電流源電路(a)晶體管的恒流特性；(b)恒流源電路；(c)等效電流源表示法

二、鏡像電流源在單管電流源中，要用三個電阻，所以不便集成。為此，用一個完全相同的晶體管V1,將集電極和基極短接在一起來代替電阻R2和R3，便得到圖6–3所示的鏡像電流源電路。由圖可知，參考電流Ir為(6–2)由于兩管的e結連在一起，所以IB相同，IC也相同。由圖可知(6–3)圖6–3鏡像電流源如果β11,則IC2≈Ir?？梢?，只要Ir一定，IＣ2就恒定；改變Ir,IC2也跟著改變。兩者的關系好比物與鏡中的物像一樣，故稱為鏡像電流源。將上述原理推廣，可得多路鏡像電流源，如圖6–4所示。圖中為三路電流源，V5管是為了提高各路電流的精度而設置的。因為在沒有V5管時，IC1=Ir-4IB1,加了V5管后，IC1=Ir-4IB1/(1+β5)，故此可得

因此可得

(6–3)圖6–4多路鏡像電流源圖6–5多集電極晶體管鏡像電流源(a)三集電極橫向PNP管電路；(b)等價電路三、比例電流源如果希望電流源的電流與參考電流成某一比例關系，可采用圖6–6所示的比例電流源電路。由圖可知(6–5)因為

所以(66–6)即室溫下，兩管的UBE相差不到60mV，僅為此時兩管UBE電壓(>600mV)的10%。因此，可近似認為UBE1≈UBE2。這樣，式(6–5)簡化為當兩管的射極電流相差10倍以內時：

若β1，則IE1≈Ir,IE2≈IC2,由此得出(6–8)(6–7)可見，IC2與Ir成比例關系，其比值由R1和R2確定。參考電流Ir現在應按下式計算：(6–9)

四、微電流電流源在集成電路中，有時需要微安級的小電流。如果采用鏡像電流源，Rr勢必過大。這時可令圖6–6電路中的R1=0,便得到圖6–7所示的微電流電流源電路。由式(6–5)、(6–6)可知，在R1=0時：當β1>>時，IE1≈Ir,IE2≈IC2，由此可得(6–10)此式表明，當Ir和所需要的小電流一定時，可計算出所需的電阻R2。例如，已知Ir=1mA,要求IC2=10μA時，則R2為如果UCC=15V，要使Ir=1mA,則Rr≈15kΩ。由此可見，要得到10μA的電流，在UCC=15V時，采用微電流電流源電路，所需的總電阻不超過27kΩ。如果采用鏡像電流源，則電阻Rr要大到1.5MΩ。

五、負反饋型電流源以上介紹的幾種電流源，雖然電路簡單，但有兩個共同的缺點：一是動態內阻不夠大，圖6–8威爾遜電流源又(6–11)若三管特性相同，則β1=β2=β3=β,求解以上各式可得(6–12)圖6–9串接電流源

六、有源負載放大器

集成運放要有極高的電壓增益，這是通過多級放大器級聯實現的。在電壓增益一定時，為了減少級數，就必須提高單級放大器的電壓增益。因此，在集成運放中，放大器多以電流源作有源負載。典型的有源負載共射放大電路如圖6–10(a)所示。圖中，V2,V3管構成鏡像電流源作V1管的集電極負載。由于該電流源的動態內阻為rce3，所以此時V1管的電壓增益只需將共射增益表達式中的RC用rce3取代即可。當實際負載RL通過射隨器隔離后接入，則該級放大器可獲得極高的電壓增益。圖6–10有源負載放大器(a)共射電路；(b)具有倒相功能的共射電路6–3差動放大電路

6–3–1零點漂移現象單級共射放大器如圖6–11所示。由前面討論可知，在靜態時，由于溫度變化、電源波動等因素的影響，會使工作點電壓(即集電極電位)偏離設定值而緩慢地上下漂動。圖6–11放大器的零點漂移

6–3–2差動放大器的工作原理及性能分析基本差動放大器如圖6–12所示。它由兩個性能參數完全相同的共射放大電路組成，通過兩管射極連接并經公共電阻RE將它們耦合在一起，所以也稱為射極耦合差動放大器。圖6–12基本差動放大器首先來分析圖6–12電路的靜態工作點。為了使差動放大器輸入端的直流電位為零，通常都采用正、負兩路電源供電。由于V1,V2管參數相同，電路結構對稱，所以兩管工作點必然相同。由圖可知，當Ui1=Ui2=0時：則流過RE的電流I為(6–14)可見，靜態時，差動放大器兩輸出端之間的直流電壓為零。下面分析差動放大器的動態特性。分析過程中特別提醒讀者注意射極公共電阻RE的作用。故有(6–15)(6–16)(6–17)

一、差模放大特性如果在圖6–12差動電路的兩個輸入端加上一對大小相等、相位相反的差模信號，即Ui1=Uid1,Ui2=Uid2,而Uid1=-Uid2。由圖可知，這時一管的射極電流增大，另一管的射極電流減小，且增大量和減小量時時相等。因此流過RE的信號電流始終為零，公共射極端電位將保持不變。所以對差模輸入信號而言，公共射極端可視為差模地端，即RE相當對地短路。通過上述分析，可得出圖6–12電路的差模等效通路如圖6–13所示。圖中還畫出了輸入為差模正弦信號時，輸出端波形的相位關系。利用圖6–13等效通路，我們來計算差動放大器的各項差模性能指標。圖6–13基本差動放大器的差模等效通路

1.差模電壓放大倍數差模電壓放大倍數定義為輸出電壓與輸入差模電壓之比。在雙端輸出時，輸出電壓為輸入差模電壓為

所以(6–18)式中，R′L=RC‖RL?？梢?，雙端輸出時的差模電壓放大倍數等于單邊共射放大器的電壓放大倍數?？梢?，這時的差模電壓放大倍數為雙端輸出時的一半，且兩輸出端信號的相位相反。需要指出，若單端輸出時的負載RL接在一個輸出端到地之間，則計算Aud時，總負載應改為R′L=RC‖RL。單端輸出時，則(6–19)(6–20)或

2.差模輸入電阻差模輸入電阻定義為差模輸入電壓與差模輸入電流之比。由圖6–13可得

3.差模輸出電阻

雙端輸出時為(6–21)單端輸出時為(6–22a)(6–22b)

二、共模抑制特性如果在圖6–12差動放大器的兩個輸入端加上一對大小相等、相位相同的共模信號，即Ui1=Ui2=Uic,由圖可知，此時兩管的射極將產生相同的變化電流ΔiE，使得流過RE的變化電流為2ΔiE，從而引起兩管射極電位有2REΔiE的變化。因此，從電壓等效的觀點看，相當每管的射極各接有2RE的電阻。通過上述分析，圖6–12電路的共模等效通路如圖6–14所示。利用該電路，現在來分析它的共模指標。

1.共模電壓放大倍數雙端輸出時的共模電壓放大倍數定義為當電路完全對稱時，Uoc1=Uoc2,所以雙端輸出的共模電壓放大倍數為零，即Auc=0。圖6–14基本差動放大器的共模等效通路單端輸出時的共模電壓放大倍數定義為(6–23)由圖4–14可得

通常滿足(1+β)2RE>>rbe，所以上式可簡化為(6–24)可見，由于射極電阻2RE的自動調節(負反饋)作用，使得單端輸出的共模電壓放大倍數大為減小。在實際電路中，均滿足RE>RC，故|Auc(單)|<0.5，即差動放大器對共模信號不是放大而是抑制。共模負反饋電阻RE越大，則抑制作用越強。2.共模輸入電阻由圖6–14不難看出，共模輸入電阻為(6–25)3.共模輸出電阻單端輸出時為(6–26)

三、共模抑制比KCMR為了衡量差動放大電路對差模信號的放大和對共模信號的抑制能力，我們引入參數共模抑制比KCMR。它定義為差模放大倍數與共模放大倍數之比的絕對值，即(6–27)KCMR也常用dB數表示，并定義為

(6–28)KCMR實質上是反映實際差動電路的對稱性。在雙端輸出理想對稱的情況下，因Auc=0,所以KCMR趨于無窮大。但實際的差動電路不可能完全對稱，因此KCMR為一有限值。在單端輸出不對稱的情況下，KCMR必然減小，由式(6–18)、(6–19)和(6–23)可求得(6–29)

四、對任意輸入信號的放大特性如果在圖6–12差動放大器的兩個輸入端分別加上任意信號Ui1和Ui2，即Ui1和Ui2既不是差模信號，也不是共模信號，這時可以把Ui1和Ui2寫成如下形式：(6–30)(6–31)不難看出，差動電路相當輸入了一對共模信號和一對差模信號

根據定義，這時的差模輸入電壓為(6–32)(6–33)(6–34)

6–3–3具有恒流源的差動放大電路圖6–12所示的基本差動放大器，存在兩個缺點：一是共模抑制比做不高，二是不允許輸入端有較大的共模電壓變化。對于前者，是因為差放管V1,V2的rbe與RE相關，即RE較大而忽略rbb′時，由式(6–15)，rbe可近似為與RE成正比。對于單端輸出，將上式代入式(6–29)可得(6–38)若UEE=15V，則室溫下，KCMR(單)的上限約為300，而與RE的取值無關。對于雙端輸出，在電路不對稱時，也有類似情況?？梢?，不能單靠增大RE來提高共模抑制比。對于后者，因為輸入共模電壓的變化將引起差放管公共射極電位的變化，進而將影響差放管的靜態工作電流，使rbe改變。因此，輸入共模電壓變化將直接造成差模電壓放大倍數的變化，這是我們不希望的。為此，用恒流源代替圖6–12電路中的RE，可以有效地克服上述缺點。一種具有恒流源的差動放大電路如圖6–15(a)所示。圖中，恒流源為單管電流源。這是分電流源、小電流電流源等。圖6–15具有恒流源的差動放大器電路(a)用單管電流源代替RE的差動電路；(b)電路的簡化表示圖6–15(a)電路的靜態工作點，可按以下方法估算：

6–3–4差動放大器的傳輸特性在圖6–16電路中，設恒流源電流I小于差放管的集電極臨界飽和電流，即I<UCC/RC，從而使差放管的工作點偏向截止區。在此條件下，圖中的兩個對稱差放管V1,V2的射極電流分別為(6–39a)(6–39b)由圖可知圖6-16簡化的差動放大器(6-40a)(6-40b)由于，因而將其代入式（6-4a)可解的(6-41a)用同樣推導方法可得(6-41b)可見，iC1和iC2與成雙曲線正切函數關系。因為

uo=-ic1Rc+ic2Rc=(ic1-ic2)Rc(6-42)(6-43)故有由式（6-41）和（6-43），可繪出差動放大器輸出電流iC1、iC2和輸出電壓uo與差模輸入電壓uid之間的傳輸特性曲線，分別如圖6-17（a)、(b)所示。分析該曲線，可以得出如下結論。圖6–17差動放大器的傳輸特性曲線(a)電流傳輸特性曲線；(b)電壓傳輸特性曲線圖6–17差動放大器的傳輸特性曲線(a)電流傳輸特性曲線；(b)電壓傳輸特性曲線

一、兩管集電極電流之和恒等于I當uid=0時，差動電路處于靜態，這時iC1=iC2=ICQ=I/2。當差模電壓輸入時，一管電流增大，另一管電流減小，且增大量等于減小量，兩管電流之和恒等于I。

二、傳輸特性具有非線性特性由圖6–17不難看出，在靜態工作點附近，當|uid|≤UT，即室溫下，uid在26mV以內時，傳輸特性近似為一段直線。這表明iC1,iC2和uo與uid成線性關系。當|uid|≥4UT,即uid超過100mV時，傳輸特性明顯彎曲，而后趨于水平，說明|uid|繼續增大時，iC1,iC2和uo將保持不變。這表明差動電路在大信號輸入時，具有良好的限幅特性或電流開關特性。此時，一管截止，恒流源電流全部流入另一管。為了擴展傳輸特性的線性區范圍，可在每個差放管的射極串接負反饋電阻R(或在基極串接電阻RB)，如圖6–18(a)所示。擴展后的電流傳輸特性曲線見圖6---18(b)。顯然，R(RB)越大，擴展的線性區范圍將越大，如圖(b)曲線①、②所示。不過，隨著線性區范圍的擴大，曲線的斜率減小，表明差動放大器的增益將隨之降低。圖6–18擴展差動電路的線性區范圍(a)串接R(RB)的線性區擴展電路；(b)線性區擴展后的電流傳輸特性曲線圖6–18擴展差動電路的線性區范圍(a)串接R(RB)的線性區擴展電路；(b)線性區擴展后的電流傳輸特性曲線

三、差動放大器的增益與I成正比由圖6–17(a)所示曲線可知，小信號工作時，在工作點處，iC受uid的線性控制，其控制作用的大小可以用跨導gm來衡量。gm定義為工作點處，雙端輸出電流的變化量ΔiC與輸入差模電壓變化量Δuid之比，即因為ΔiC=ΔiＣ１-ΔiＣ2=2ΔiＣ１,所以上式變為(6–44)式中，gm1=ΔiＣ１/Δuid,為Q點處單端輸出時的跨導，反映在傳輸特性上，是圖6–17(a)曲線在uid=0處的斜率。在uid=0處，對式(6–41a)求導，可得(6–45)(6–46)故(6–47)(6–48)

6–3–5差動放大器的失調及溫漂

一、差動放大器的失調理想對稱的差動放大器，當輸入信號為零時，雙端輸出電壓應為零。但是在實際電路中，由于兩晶體管參數和電阻值不可能做到完全對稱，因而使得輸出不為零。我們把這種零輸入時輸出電壓不為零的現象，稱為差動放大器的失調。圖6–19差動電路的失調電壓和失調電流(6–49)(6–50)(6–51)(6–52)(6–53)(6–54)由于差動放大器存在失調，因而實際電路中應設法進行補償。具體的辦法是在電路中加入調零措施。一種方法是在集成電路的制造過程中，采用電阻版圖激光處理技術，調整集電極電阻，使零輸入時零輸出。這種方法效果好，但成本高。另一種方法是在外電路中加調零電位器，通過實地調整，作到零輸入時零輸出。圖6–20示出了兩種常用的調零電路，分別稱為射極調零和集電極調零電路。圖6–20差動放大器的調零電路(a)射極調零;(b)集電極調零

二、失調的溫度漂移差動放大器雖然可以通過調零措施，在某一時刻補償失調，作到零輸入時零輸出,但是失調會隨溫度的改變而發生變化。對這種隨機的變化，任何調零措施還作不到理想跟蹤調整。因此，差動放大器仍有零點的溫度漂移(簡稱溫漂)現象。那么失調的溫漂有多大呢?

失調電壓UIO的溫漂，可以通過式(6–53)對溫度T求導得出，并考慮到ΔRC/RC、ΔIS/IS在很寬的溫度范圍內基本恒定，則(6–57)(6–58)

6–4集成運算放大器的輸出級電路

圖6–21示出了互補型射隨器的原理圖。V1,V2是兩個特性相同的異型輸出管，其中V1為NPN管，V2為PNP管，它們分別與負載RL構成射極輸出器。圖6–21互補對稱型射極由圖6–21可知，當忽略管子飽和壓降時，最大輸出電壓幅度近似為±UCC，而最大輸出電流幅度近似為±UＣＣ/RL。由于晶體管實際存在導通電壓，硅管約為0.7V,因而在正負半周內，只有當信號的絕對值大于0.7V時，管子才導通。而在0.7～-0.7V之間，兩管的輸出電流近似為零。因此，輸出波形在兩管輪流工作的銜接處呈現出失真，如圖6–22所示。這種失真通常稱為交越失真。圖6–22是利用兩管的合成轉移特性曲線(即iC與uBE的關系曲線)，形象地來說明交越失真產生的原因。圖6–22交越失真產生的原因及波形為了克服交越失真，可以分別給兩管發射結加一正向偏壓，其值等于或稍大于導通電壓。因而只要有信號輸入，V1,V2即可輪流導通，從而消除交越失真。在集成運放中，常用的偏置方式如圖4–23所示。圖6–23克服交越失真的互補電路(a)二極管偏置方式；(b)模擬電壓源偏置方式(6–59)可見，UAB是某一倍數的UBE4,所以該電路也稱為UBE的倍增電路。調整R1,R2的比值，可以得到所需的偏壓值。由于R1從集電極反接到基極，具有負反饋作用，因而使A、B間的動態電阻很小，近似為一個恒壓源6–5集成運放電路舉例

6–5–1集成運算放大器F007

雙極型集成運放F007是一種通用型運算放大器。由于它性能好，價格便宜，所以是目前使用最為普遍的集成運放之一。F007的電路原理圖如圖6–24所示。圖中各引出端所標數字為組件的管腳編號。F007由三級放大電路和電流源等組成，下面分別作一介紹。圖6–24F007電路原理圖參照圖6–24，V8～V13,R4和R5構成電流源組。其中，V11、V5和V12產生整個電路的基準電流。V10和V11組成小電流電流源，作鏡像電流源V8,V9的參考電流，并為V3,V4提供基極偏流。V8的輸出電流為輸入級提供偏置。V12,V13組成鏡像電流源，作中間放大級的有源負載。有關F007和部分集成運放的性能指標見表6-1。表6－1部分集成運放參數表

6–5–2專用型集成運算放大器簡介由于種種原因，要想得到各項性能指標都接近理想的集成運放很困難。目前，隨著集成工藝的改進和某些新工藝的出現，并采用新穎的電路設計，可以有針對性地改善集成運放的某些性能，制造出性能指標有所側重的專用型集成運放。

一、高輸入電阻型集成運放二、高精度集成運放三、高速寬帶型集成運放四、高壓型集成運放五、低功耗型集成運放

6–6MOS集成運算放大器

圖6–25示出了CMOS工藝中互補器件的結構示意圖。其中，P溝道管直接作在N型襯底上，并將襯底接電路的最高電位，而N溝道管制作在P阱中，P阱接電路的最低電位。圖6–25CMOS結構示意圖

6–6–1MOS集成運放中的基本單元電路

MOS運放電路的組成與雙極型運放相同，各部分電路的作用及構成形式也基本相似。

一、MOS有源負載放大器圖6–26三種MOS有源負載放大器(a)E/E型NMOS電路；(b)E/D型NMOS電路；(c)CMOS電路圖6–27三種MOS放大器的交流等效電路(a)E/E型；(b)E/D型；(c)CMOS(6–60)(6–61)(6–62)(6–63)(6–64)(6–65)

二、MOS管鏡像電流源

基本MOS管鏡像電流源如圖6–28所示。圖中V1,

V２為兩個性能匹配的ENMOS管，Ir為參考電流。若兩管工作在飽和區，則有(6–66)圖6–28MOS管鏡像電流源

三、MOS管差動放大器在MOS集成運放中，作為輸入級的差動放大器，一般是由兩個對稱的有源負載MOS放大器經電流源耦合構成，因而有E/E,E/DMOS和CMOS三種基本形式。其中，CMOS差動放大器如MOS差動放大器具有前述差動電路的性能特點，對差模電壓增益而言，即為單邊CMOS放大器的電壓增益。由于圖6–29電路采用鏡像電流為負載，因而，從Ud2輸出的電壓增益為(6–67)圖6–29CMOS差動放大器

四、MOS管輸出級電路與雙極型運放一樣，MOS集成運放的輸出級要有較小的輸出電阻和較大的輸出電壓幅度。下面介紹兩種常用的MOS管輸出級電路。

1.源極輸出器具有恒流負載的NMOS源極輸出器如圖6–30(a)所示，圖6–30(b)為其小信號交流等效電路。由圖(b)可求得電壓放大倍數為(6–68)(6–69)(6–70)