第2章

高頻小信號放大器復旦大學電子工程系陳光夢高頻電路基礎2023/2/4高頻電路基礎2研究對象：高頻小信號放大器研究目的：1、了解高頻小信號放大器的電路結構2、了解高頻小信號放大器的各項指標3、能夠設計基本的小信號放大器本章的目標2023/2/4高頻電路基礎3高頻小信號放大器概述特點： 信號頻率高（105~1010Hz） 相對帶寬較窄（103~106Hz） 一般工作在線性狀態 通常采用諧振回路（選頻網絡）作為負載 通常是低噪聲放大器（LNA）用途：發送設備中的前置放大，

接收設備中的高頻放大、中頻放大等2023/2/4高頻電路基礎4要求：增益高、低噪聲、工作穩定、

合適的動態范圍、合適的選擇性分類：1、分立元件放大器。采用晶體管及諧振回路構成放大電路，是高頻放大電路的基礎，也是本章主要討論的對象2、集成高頻放大器。采用高頻寬帶集成放大電路及集總參數濾波器構成放大電路，是目前高頻小信號放大電路的發展方向，本章將簡要介紹2023/2/4高頻電路基礎5高頻小信號放大器的指標增益

Gv，Gp中心頻率

f0通頻帶BW選擇性BW0.1/BW穩定性信噪比S/N動態范圍2023/2/4高頻電路基礎6晶體管高頻小信號放大器的常見結構分窄帶放大器和寬帶放大器兩種窄帶放大器的匹配網絡兼有選頻作用和阻抗匹配作用，通常總是選頻放大器，只對特定的頻帶放大寬帶放大器的匹配網絡通常只有阻抗匹配作用，在一個很寬的頻帶內保持較為平坦的幅頻特性。2023/2/4高頻電路基礎7高頻晶體管的材料與結構雙極型晶體管Si材料或GaAs材料。金屬半導體場效應管(MESFET)結構類似JFET，金屬與半導體直接接觸構成肖特基結，一般采用GaAs材料。異質結場效應管兩層不同的半導體材料，例如GaAs和GaAlAs，或GaInAs和GaAlAs，構成陡峭的界面。由于能帶結構的關系，電子被局限在界面附近一個極薄層（幾個納米）內運動，形成所謂二維電子氣，具有極高的遷移率。2023/2/4高頻電路基礎8晶體管的高頻混合p模型高頻晶體管混合p模型，主要考慮了在高頻情況下具有很大影響的兩個結電容Cp和Cm（注：此模型忽略發射極電阻re和集電極電阻rc）2023/2/4高頻電路基礎9晶體管的網絡形式參數晶體管←→四端網絡←→形式參數以網絡端口上的電壓和電流表示

以網絡端口上的入射波和反射波表示→y參數（導納參數）z參數（阻抗參數）h參數（混合參數）A參數（級聯參數）S參數（散射參數）2023/2/4高頻電路基礎10以網絡端口上的電壓電流表示的形式參數2023/2/4高頻電路基礎11晶體管的y

參數晶體管的y參數等效電路如下：y參數的特點：1、便于分析；2、可以用實驗測量獲得2023/2/4高頻電路基礎12y

參數的定義（共射組態）2023/2/4高頻電路基礎13混合p

參數與

y

參數的轉換2023/2/4高頻電路基礎14晶體管的高頻特性由于Cp和Cm的存在，晶體管在高頻應用時，具有下列特點輸入阻抗和輸出阻抗除了電阻成分外，帶有電抗成分輸入阻抗和輸出阻抗是頻率的函數正向傳遞函數中帶有相移，且隨頻率變化由于電容的雙向傳輸特性，使得輸出端的信號能夠反向傳輸到輸入端，形成晶體管的內反饋。頻率越高，此內反饋越強烈晶體管參數在高頻條件下的變化——

yie

,yoe注：此曲線根據轉換關系得到，晶體管混合p參數為

rb=60W，rp=1kW，rm=2.6MW，rce=65kW，Cp=780pF，Cm=9pF，gm=38mS

2023/2/4高頻電路基礎15晶體管參數在高頻條件下的變化——

yfe,yre

注：此曲線根據轉換關系得到，晶體管混合p參數為

rb=60W，rp=1kW，rm=2.6MW，rce=65kW，Cp=780pF，Cm=9pF，gm=38mS

2023/2/4高頻電路基礎162023/2/4高頻電路基礎17晶體管高頻小信號調諧放大器晶體管高頻小信號調諧放大器一般采用LC諧振回路作為負載。根據LC諧振回路的不同，可分為單調諧回路放大器和雙調諧回路放大器。高頻調諧放大器的主要指標是增益（電壓增益和功率增益）、頻率特性（通頻帶以及矩形系數）等。其中頻率特性與諧振回路的參數有關，增益不僅與諧振回路有關，還與晶體管參數及阻抗匹配情況有關。高頻小信號放大器的另一個問題是它的穩定性。由于晶體管在高頻工作時具有強烈的內反饋，所以如何保證放大器的穩定工作成為放大器設計的一個重要的內容。2023/2/4高頻電路基礎18由于晶體管在高頻工作時，內反饋會影響電路的穩定性，所以一般都要采取某些措施將它消除。在下面的分析中，我們假定已經采取了一定的措施消除了內反饋（單向化），此時晶體管的y

模型可以近似為：晶體管的單向化近似2023/2/4高頻電路基礎19單調諧放大器常見電路及其交流等效電路2023/2/4高頻電路基礎20由于諧振放大器的增益與頻率特性均與諧振回路的頻率特性有關，所以分析諧振放大器時，首先要分析的就是諧振回路的頻率特性。為了討論諧振回路的頻率特性，可以將連接在LC諧振回路上的所有負載（包括本級晶體管的輸出參數和后級的負載）都等效到LC

諧振回路的兩端。為此，將本級晶體管的交流等效電路用晶體管單向化近似模型代入。考慮抽頭諧振回路中的阻抗變換關系后，可以將晶體管的輸出參數ioe、yoe等效到LC

諧振回路的兩端。再將負載阻抗等效到LC

諧振回路兩端。諧振放大器的分析方法2023/2/4高頻電路基礎21諧振放大器的頻率特性晶體管單向化近似后，假設晶體管在放大器工作頻段內的頻響是平坦的，則放大器的頻率特性完全由諧振回路確定。對于單調諧回路，歸一化幅頻特性為：2023/2/4高頻電路基礎22將源與負載都等效到LC回路兩端2023/2/4高頻電路基礎23將上述等效電路中有關LC諧振回路的所有電容合并，所有電導合并，就得到下面的等效電路：合并同類元件以后的等效電路2023/2/4高頻電路基礎24單調諧放大器的頻率特性2023/2/4高頻電路基礎25諧振放大器的增益電壓增益功率增益1、考慮理想情況（匹配網絡無損耗）：2023/2/4高頻電路基礎26當輸出端阻抗共軛匹配時，在負載上將得到最大功率共軛匹配條件：所以，共軛匹配時得到的最大功率增益為稱之為額定功率增益代入2023/2/4高頻電路基礎27額定功率增益與晶體管參數的關系當工作頻率f>>fb時，晶體管參數中的極間電容影響增大，此時有額定功率增益與晶體管特征頻率fT成正比，與信號頻率平方f2成反比2023/2/4高頻電路基礎28電壓增益代入阻抗匹配條件代入阻抗變換關系2023/2/4高頻電路基礎29增益帶寬積諧振放大器的增益帶寬積在晶體管、諧振回路的參數確定之后是一個常數2023/2/4高頻電路基礎30回路損耗的影響有損耗無損耗兩者比值注：考慮晶體管共射輸出回路時，is

就是ic，gs就是goe2023/2/4高頻電路基礎31定義：插入損耗IL（insertionloss），表示諧振回路本身損耗引起的功率增益下降考慮插入損耗后，放大器的功率增益2023/2/4高頻電路基礎32例2023/2/4高頻電路基礎33解2023/2/4高頻電路基礎342023/2/4高頻電路基礎352023/2/4高頻電路基礎36阻抗失配的影響阻抗匹配阻抗不匹配失配損耗2023/2/4高頻電路基礎37幾個重要概念額定功率增益：放大器可能的最大功率增益，僅與晶體管有關實際功率增益：放大器實際可能達到的功率增益，與放大器兩端的匹配程度有關，還與選頻網絡的插入損耗有關放大器的頻率特性：在晶體管的頻響足夠的條件下，僅由選頻網絡的頻率特性決定2023/2/4高頻電路基礎38雙調諧放大器電路的頻率特性曲線由諧振回路確定在臨界耦合狀態有最大功率增益額定功率增益和諧振回路插入損耗的計算與單調諧放大器相同增益帶寬積為一個常數2023/2/4高頻電路基礎39例同前例電路參數，調諧頻率f0=465kHz，BW=10kHz。其中晶體管參數為：gie=400mS、Cie=120pF、|yfe|=40mS、goe=60mS、Coe=2.5pF。高頻變壓器電感L=576mH、Q0=150，匝數n13=117匝。后級放大器與本級相同。若采用雙調諧回路且工作于臨界耦合狀態，試計算兩個諧振回路的抽頭匝數，以及電壓增益和增益帶寬積。2023/2/4高頻電路基礎40臨界耦合:。Q值定義:所以后級放大器與本級相同假設兩個諧振回路對稱在前例中已經解得g0=3.96mS，所以2023/2/4高頻電路基礎41增益和增益帶寬積計算如下：2023/2/4高頻電路基礎42多級調諧放大電路2023/2/4高頻電路基礎43多級單調諧放大電路的帶寬2023/2/4高頻電路基礎44結論：隨著

n

的增加，多級放大器的總帶寬逐漸減小，同時矩形系數也逐漸減小。但是當

n>3以后，矩形系數的減小開始不明顯，所以一般的多級調諧放大器只用

2～3級。另一方面，若要維持電路的總帶寬不變，則要求每級的帶寬

BW

加大。但是由于每級的

GBP

是一個常數，所以這樣做的結果是每級的增益下降。對于采用雙調諧回路的多級諧振放大器，也有類似結論。2023/2/4高頻電路基礎45多級單調諧回路放大器的帶寬、矩形系數與級數的關系多級臨界耦合雙調諧回路放大器的帶寬、矩形系數與級數的關系n12345BWS/BW10.640.510.430.39K0.19.954.663.743.383.19n12BWS/BW10.8K0.13.162.162023/2/4高頻電路基礎46其他形式的高頻小信號放大器晶體管放大器，但采用LC并聯諧振回路形式以外的選頻網絡，例如LC串并聯結構的網絡、微帶線網絡、固體諧振器等。這種放大器的設計過程與前面討論的基本一致，只要考慮選頻網絡的阻抗匹配關系即可。集成放大器。這種放大器可分為專用與通用兩類，一般都采用寬帶放大電路，體積小，可靠性高，大量采用固體諧振器件，放大與選頻相對獨立，容易滿足各自的要求，幾乎無需調整，便于大批量生產。2023/2/4高頻電路基礎47介紹幾種寬帶放大器MAR-8SM+

表面貼裝單片高頻放大器。電壓增益：32.5dB@100MHz，頻率特性：DC~1GHz，噪聲指數：3.3dB，1dB壓縮輸出電平：12.5dBm@1GHz，電源電壓：+7.8VAD8334

超低噪聲可變增益放大器。頻率DC~100MHz，電壓增益：－4.5dB~+55.5dB可控，噪聲電壓：0.74nV，噪聲電流：2.5pA，電源電壓：+5V，具有關斷模式MAX2611

低電壓、低噪聲高頻放大器。功率增益：18dB，頻率特性：DC~1100MHz，噪聲指數：3.5dB，電源電壓：+5V2023/2/4高頻電路基礎48高頻放大器的穩定性反饋項2023/2/4高頻電路基礎49所以自激的條件：穩定系數輸出可改寫為：通常要求穩定系數4～102023/2/4高頻電路基礎50為了指導設計，通常將穩定系數與晶體管參數相聯系在放大器的前后選頻網絡都是LC諧振回路條件下：具體推導過程見教材第二章2.59式~2.62式。2023/2/4高頻電路基礎51功率增益與穩定系數的關系2023/2/4高頻電路基礎52例已知單調諧放大器參數與前例題相同：w0=2p×465kHz、gie=400mS、Cie=120pF、gm=|yfe|=40mS、goe=60mS、Cm

≈Coe=2.5pF，并估計。電感參數為n13=117、n12=31、n45=12。以穩定性設計重新計算增益，并與前例的設計結果進行比較。前面例題中得到的其他結果有：后級輸入電導諧振回路損耗電導2023/2/4高頻電路基礎53前級放大器與本級阻抗匹配：gs=gie解：后級輸入電導與諧振回路損耗電導的等效：所以：若要求穩定系數S＝5，則Gp

≈560=27.5dB

注意到前例的Gp

=39dB，S=1.33，顯然穩定系數不夠

2023/2/4高頻電路基礎54選用Cm小的晶體管——降低|

yre

|的值。降低放大器增益——降低|

yfe

|的值。采用共射-共基組合電路，共射電路的電壓增益近似于1，共基電路的內反饋很小，使得組合后的電路總的內反饋減小，穩定性提高。早期還有一種中和法，在晶體管外部增加一個反饋電容，反饋信號的極性與晶體管內的分布電容反饋的相反，形成信號的抵消，現在基本已經不用。提高穩定性的方法y參數的局限——在很高頻率下由于端口難以做到開路與短路，所以難以在很高頻率下測量S參數的特點——用傳輸線連接待測元件，參數本身已經考慮了端口的阻抗匹配影響，容易測量，容易應用S參數的定義晶體管的S參數2023/2/4高頻電路基礎552023/2/4高頻電路基礎56S參數的意義輸出端阻抗匹配條件下，輸入端的反射系數由此參數可得到輸入阻抗輸入端阻抗匹配條件下，輸出端的反射系數

由此參數可得到輸出阻抗輸出端阻抗匹配條件下的正向電壓傳遞系數由此參數可得到正向功率增益輸入端阻抗匹配條件下的反向電壓傳遞系數由此參數可得到反向功率增益2023/2/4高頻電路基礎57用S參數表示的晶體管放大器增益放大器功率增益——放大器輸出功率與輸入功率之比放大器額定功率增益——放大器輸入端與信號源阻抗匹配時，輸出功率與信號源額定輸出功率之比2023/2/4高頻電路基礎58放大器變換功率增益——放大器輸出功率與信號源額定輸出功率之比單向化近似條件下的放大器變換功率增益2023/2/4高頻電路基礎59用S參數表示的晶體管放大器穩定性條件絕對穩定條件：注意，絕對穩定條件與給定的頻率范圍和偏置條件有關。2023/2/4高頻電路基礎60高頻小信號放大器中的自動增益控制（AGC電路）目的：解決無線傳輸中由于信道衰落、溫度變化、接收環境變化等引起的輸出不穩定問題手段：利用反饋控制原理，在電路中插入增益可變的放大器，隨著輸入信號的幅度大小自動調節增益，使輸出達到基本穩定2023/2/4高頻電路基礎61AGC電路的結構2023/2/4高頻電路基礎62AGC電路的主要性能指標動態范圍在給定輸出信號幅值變化范圍內電路容許輸入信號振幅的變化范圍。設Do是電路限定的輸出動態范圍，Di是電路容許的輸入動態范圍，自動增益控制電路的動態范圍為Di/DoAGC電路的動態范圍取決于放大器的增益變化范圍2023/2/4高頻電路基礎63起控閾值自動增益控制開始起作用時對應的輸入電平輸入很小時，為了保證放大器的靈敏度，不希望自動增益控制起作用。只有當輸入到達某個閾值后，AGC作用才開始，稱為延遲AGC一般用調節參考電壓的辦法來實現延遲AGC2023/2/4高頻電路基礎64響應時間輸入信號幅度發生突變時，輸出信號恢復到容許變化范圍之內的時間。由于電路通過對可控增益放大器的增益控制來實現對輸出信號振幅變化的限制,而控制信號取決于輸入信號振幅的變化，所以整個反饋環路的帶寬決定了系統的響應時間，其中的主要因素是低通濾波器的時間常數。響應時間長度的要求取決于輸入信號的類型和特點，

根據響應時間長短分別有慢速AGC和快速AGC之分。響應時間長，系統反映遲鈍；響應時間短，系統反映靈敏但容易出現反調制現象。2023/2/4高頻電路基礎65AGC電路中各部分的原理與結構電平檢測電路獲得輸出信號的振幅大小信息常用二極管檢波電路實現2023/2/4高頻電路基礎66濾波器低通濾波器由于振幅控制僅要求對輸出信號振幅的緩慢變化（信道慢衰落、溫度變化、接收環境變化等引起）起作用，所以要求此低通濾波器的截止頻率很低，一般要求低于10Hz2023/2/4高頻電路基礎67比較與控制信號形成電路獲得誤差信號，并將它放大到足夠的電平以及正確的極性，以控制可控增益電路有時直接在可控增益電路中實現上述功能有時在二極管兩端加上一定的負偏壓，使得輸出信號必須大于某個閾值后才能得到檢測信號，用以實現延遲AGC2023/2/4高頻電路基礎68可控增益電路改變跨導進行控制改變負反饋強弱進行控制改變負載進行控制插入可變衰減器進行控制可變增益的集成放大電路2023/2/4高頻電路基礎69改變跨導進行控制的電路一般通過改變工作點電流進行控制反向AGC正向AGC通過此電阻實現反向AGC2023/2/4高頻電路基礎70改變負載進行控制的電路控制電壓（負向）超過控制閾值時，二極管導通使得放大器的交流負載電阻降低，從而降低增益此電路在降低增益的同時降低LC回路Q值，使得帶寬增加2023/2/4高頻電路基礎71插入可變衰減器進行控制的電路利用二極管或場效應管的導通電阻可以隨著工作點的改變而改變的特點，將它們與其他器件（一般是電阻）構成分壓式衰減器，然后進行控制2023/2/4高頻電路基礎72可變增益的集成電路放大器舉例AD603結構框圖2023/2/4高頻電路基礎73FEATURESLinear-in-dBgaincontrolPinprogrammablegainranges?11dBto+31dBwith90MHzbandwidth9dBto51dBwith9MHzbandwidth

Anyintermediaterange,forexample?1dBto+41dBwith30MHzbandwidthBandwidthindependentofvariablegain1.3nV/√Hzinputnoisespectraldensity±0.5dBtypicalgainaccuracyAPPLICATIONSRF/IFAGCamplifierVideogaincontrolA/DrangeextensionSignalmeasurement2023/2/4高頻電路基礎74應用電路LOWNOISEAGCAMPLIFIER2023/2/4高頻電路基礎75高頻小信號放大器中的噪聲噪聲的來源外部噪聲宇宙噪聲、大氣噪聲等內部噪聲粒子的熱運動、半導體器件內載流子運動的不規則性等噪聲的隨機性由不可預測的窄脈沖構成幅度、相位都具有隨機性具有極寬的頻譜2023/2/4高頻電路基礎76噪聲的功率譜密度由于噪聲的隨機性，其總體性質無法直接以電壓相加或電流相加得到噪聲功率可以疊加噪聲的平均功率噪聲的功率譜密度——W(f)，單位頻帶內的噪聲功率2023/2/4高頻電路基礎77噪聲的功率傳遞功率譜為Wi(f)的噪聲，通過傳遞函數為H(f)的線性時不變系統，輸出的噪聲功率譜為其中稱為系統的功率傳遞函數白噪聲的功率傳遞2023/2/4高頻電路基礎78將整個頻率范圍內的噪聲功率等效為一個高度為，寬度為Bn的矩形，則所以對于白噪聲噪聲的等效帶寬Bn噪聲功率2023/2/4高頻電路基礎79如果系統的傳遞函數H(f)為歸一化函數H1(f)，則

例如，對于歸一化的二階傳遞函數

其系統噪聲帶寬為2023/2/4高頻電路基礎80常見的噪聲及其模型熱噪聲導體中電子在絕對零度以上溫度的無規則運動白噪聲，具有極寬的頻譜電阻的電壓功率譜密度和電流功率譜密度：用電壓均方值或電流均方值表示的電阻噪聲功率：2023/2/4高頻電路基礎81電阻熱噪聲的等效電路噪聲電壓源等效噪聲電流源等效多個電阻串聯——

噪聲電壓源疊加多個電阻并聯——

噪聲電流源疊加2023/2/4高頻電路基礎82雙極型晶體管的噪聲在雙極型晶體管中，主要的噪聲有基區電阻rbb?

的熱噪聲，兩個PN結的散射噪聲，以及由于基極電流和集電極電流之間的分配漲落引起的分配噪聲。1/f噪聲一般在高頻電路中可忽略。基區電阻熱噪聲和PN結散射噪聲都是白噪聲，分配噪聲與a有關，，當頻率升高時，a下降，所以在高頻區分配噪聲增大。2023/2/4高頻電路基礎83綜合上述噪聲來源，可以用下圖描述晶體管的噪聲。其中基區電阻rbb?的熱噪聲用基極串聯的噪聲電壓源等效，而散射噪聲和分配噪聲用并聯的噪聲電流源等效。由于二極管只有一個PN結，其噪聲主要是散射噪聲。2023/2/4高頻電路基礎84場效應晶體管的噪聲場效應管的噪聲主要是溝道電阻熱噪聲，，l與溝道長度有關，短溝道l=2~3，長溝道l=2/3另外，場效應管的溝道噪聲通過柵-源電容和柵-漏電容被感應到柵極然后放大，稱為柵極感應噪聲。此噪聲隨頻率升高而增大與雙極型晶體管一樣，1/f

噪聲通常可忽略忽略感應噪聲后的場效應管噪聲模型如右圖所示2023/2/4高頻電路基礎85接收天線的噪聲來源：周圍介質輻射，宇宙輻射影響因素：周圍介質溫度、天線指向、頻率表示方法：天線有效噪聲溫度TA其中RA為天線的輻射電阻2023/2/4高頻電路基礎86噪聲系數信噪比噪聲系數其中PS為信號功率，PN為噪聲功率即輸入端信噪比與輸出端信噪比之比需要注意：1、此輸入端信噪比是進入網絡的信號與噪聲（信號源的噪聲）之比，不包含網絡本身的噪聲2、噪聲系數一般只適用于線性網絡2023/2/4高頻電路基礎87對于一個線性網絡，它對于各種信號同等放大。若此線性網絡的功率增益為GP，則其輸出的信號功率和噪聲功率分別為其中Pni是信號源的噪聲功率，Pni(net)

是系統內部的噪聲折合到系統輸入端的功率，所以噪聲系數＝—————————————————————————網絡外部輸入的噪聲功率＋網絡內部增加的噪聲功率網絡外部輸入的噪聲功率測量一個具體網絡的噪聲系數指標時必須規定輸入噪聲功率大小。2023/2/4高頻電路基礎88考慮一個放大器，要使它具有最高增益，放大器的輸入電阻ri應該等于信號源內阻rs。此時信號源輸出的額定信號功率（即放大器的額定輸入信號功率）為信號源的額定噪聲功率與信號源內阻無關信號源輸出的噪聲功率（輸入放大器的額定噪聲功率）為信號源的額定輸出功率隨信號源內阻減小而增加2023/2/4高頻電路基礎89通常規定在標準噪聲溫度T0=290K以及輸入端阻抗匹配條件下測量一個放大器的噪聲系數指標，此時輸入的噪聲功率為其中，Bn是該放大器的等效噪聲帶寬

所以：

其中Pni(amp)是放大器內部產生的噪聲在其輸入端的折合值2023/2/4高頻電路基礎90例

已知放大器的功率增益Gp=20dB，噪聲系數NF=3dB，噪聲帶寬Bn=200kHz；若輸入信號功率Psi=?100dBm，輸入噪聲功率Pni=?115dBm，試求輸出信號功率以及輸入信噪比、輸出信噪比。解輸出信號功率：輸入信噪比：輸出信噪比：2023/2/4高頻電路基礎91因為所以放大器輸出端的噪聲功率為

即所以2023/2/4高頻電路基礎92等效噪聲溫度噪聲的另一種表示方法，是將網絡內部產生的噪聲等效為信號源內阻的溫度的升高稱Te

為此網絡的噪聲溫度2023/2/4高頻電路基礎93顯然其中T0

為室溫，通常采用290K使用噪聲溫度的好處是在低噪聲系數時比較容易分辨例如，噪聲系數1.07和1.10，其噪聲溫度分別為20K和30K2023/2/4高頻電路基礎94多級放大器的噪聲系數多級放大器的噪聲系數主要決定于第一級2023/2/4高頻電路基礎95有噪網絡與一個內阻為rs的信號源連接時，信號源的噪聲噪聲匹配：輸入端短路時有噪網絡的輸出噪聲功率等效到輸入端：輸入端開路時有噪網絡的輸出噪聲功率等效到輸入端2023/2/4高頻電路基礎96網絡內部噪聲功率為噪聲系數網絡外部噪聲功率，即信號源噪聲為令d(NF)/d(rs)=0，得到NF極小值的條件，即噪聲匹配條件2023/2/4高頻電路基礎97在實際情況下，源內阻通常不等于噪聲匹配的內阻。信號源與網絡之間存在兩種匹配：一種是按照最大傳輸功率的功率匹配，即源內阻與網絡輸入阻抗之間共軛匹配；另一種是按照噪聲系數最小的噪聲匹配。具體采用何種匹配以電路的要求確定。在噪聲匹配條件下，系統可以達到最小噪聲系數為2023/2/4高頻電路基礎98噪聲系數與噪聲匹配的關系2023/2/4高頻電路基礎99由于晶體管的等效輸入噪聲既有電壓噪聲，又有電流噪聲，所以存在一個噪聲匹配的源內阻。雙極型晶體管的最佳源阻抗和最小噪聲系數為場效應管的最佳源阻抗和最小噪聲系數為晶體管的噪聲匹配2023/2/4高頻電路基礎100例2N3904的噪聲系數與信號源內阻的關系2023/2/4高頻電路基礎101降低噪聲的措施選用低噪聲元件通常場效應管的內部噪聲小于雙極型晶體管金屬膜電阻的噪聲小于碳膜、合成膜電阻工作點選擇與噪聲匹配減小噪聲帶寬減小饋線長度降低前端溫度2023/2/4高頻電路基礎102噪聲系數與接收靈敏度的關系靈敏度的定義：接收機輸出端的信噪比(S/N)o保持為一定值時，接收機輸入的最小功率（假定接收機具有足夠大的增益）當(S/N)o

等于正常接收所需的值時，對應的靈敏度稱實際靈敏度；當(S/N)o

=1時，對應的靈敏度稱臨界靈敏度靈敏度2023/2/4高頻電路基礎103例某接收機的總噪聲系數為6dB，Bn=1MHz，求在標準噪聲溫度條件下該接收機的臨界靈敏度。用dBm表示，為代入題目中的條件解：在標準噪聲溫度條件下2023/2/4高頻電路基礎104顯然，若正常接收時輸出端的信噪比大于0dB，則相應的實際靈敏度變差例：若上例中，正常接收時輸出端的信噪比需要13dB(20)，則實際靈敏度為若已知匹配電阻，則可換算出靈敏度對應的信號電勢例：若上例中的匹配電阻為75W，則臨界靈敏度對應的信號電勢為2023/2/4高頻電路基礎105放大器中的非線性影響由于晶體管的非線性影響，放大器的輸出電流分量中包含高階分量，這些高階分量中包含頻率等于基波的成分由于調諧回路的選頻作用，高次諧波被濾除，但是等于基波頻