5章角度調(diào)制與解調(diào)電調(diào)頻電路概直接調(diào)張弛振蕩電路實現(xiàn)直接調(diào)間接調(diào)頻電路——調(diào)相電擴展最大頻偏的方定調(diào)制信號直接控制振蕩器的振蕩頻率，使其不失真反映調(diào)制信號的變化規(guī)被控的振蕩器種①LC、晶體振蕩器(產(chǎn)生調(diào)頻正弦波圖5-2-②張弛振蕩器(產(chǎn)生調(diào)頻非正弦波，可通過濾波等方式將調(diào)頻非正弦波變換為調(diào)頻正弦波圖5-2-3)。2．間接調(diào)頻5-2-4)通過調(diào)相實現(xiàn)調(diào)頻的方法(2)方由調(diào)頻與調(diào)相的內(nèi)在聯(lián)系，將調(diào)制信號進(jìn)行積分，用值進(jìn)行調(diào)相，便得到所需的調(diào)頻信①正弦波振蕩器產(chǎn)生角頻c的載波電Vmcosct，通過調(diào)相器后引入一個附加相(c)vO(t)=+(c)]

5-2-附加相v(t)的積分[制，則輸出的調(diào)制信號t

Ωv(tΩ0

]的tvO(t)=Vmcos[ct+kpk10vΩ(t)dtt

vO(t)=Vmcos[ct+kf0vΩ(t)dtttvO(t)=Vmcos[ct+kf0vΩ(t)dtttvO(t)=Vmcos[ct+kpk10vΩ(t)dtv(tVmcost時，上式可表示v(t)=

t+k

sinΩt vO(t)Vmcos(ct+Mfsin式中，Mfkp(k1Vm/)=m/，m=kpk1VmMf：調(diào)頻指數(shù)，與調(diào)制信號振Vm成正比。優(yōu)點：調(diào)相電路的實現(xiàn)比較靈活作用：產(chǎn)生受調(diào)制信號振Vm線性控制（間接調(diào)頻受調(diào)制信號的積分線優(yōu)點：調(diào)相電路的實現(xiàn)比較靈活二、調(diào)頻電路的性能調(diào)頻特定描述瞬時頻率偏移f(=ffc制電v變化的特5-2-1所示要在特定調(diào)制電壓范內(nèi)是線性的圖5-2- 間接調(diào)頻電路組成方框調(diào)頻靈敏定調(diào)頻特性曲線f(t_v原點上SF

d(Δfd(ΔfΩ單位Hz/VSF越大，調(diào)制信號要v(tVmcost時，畫出f(t波形5-2-2所示。圖中，fm即為調(diào)頻信號的最大頻偏。調(diào)頻特性的非線中心頻率偏離若調(diào)頻特性非線性,則由余弦調(diào)制電壓v(t)=Vmcos產(chǎn)生的f(t)為非余弦波形，它 級數(shù)展開式f(t)=f0+fm1cost+fm2cos2t+式中，f0=f0–fcf(t)的平均分量，表示調(diào)頻信號的中心頻率由fc偏離到f0，稱為中心頻率偏離量。非線性失真系評價調(diào)頻特性非線性的參數(shù)ΔfTHD

n2 中中心頻率準(zhǔn)確度和穩(wěn)定度是使正常接收所必須滿足的重要性能指標(biāo)，否則，將造成信號失真，并干擾鄰近電臺信中心頻率準(zhǔn)確度和穩(wěn)定直接調(diào)實現(xiàn)方

正弦振蕩張弛振蕩一、工作原理及其性能分工作原將可變電抗器LC振蕩回路中，其電容或電感受調(diào)制信號控制，便可實現(xiàn)調(diào)可變電抗器件的種①駐極體話筒或電容式話筒。電容可變器件用于便攜調(diào)頻發(fā)射機，將聲波的強弱變化轉(zhuǎn)換為電容量的變化。接入振蕩回路當(dāng)中，可得瞬時頻率按聲音強弱變化的調(diào)頻信號。②鐵氧化磁芯繞制的線圈。電感可變器件，用在掃頻中，改變通過附加線圈的電流可控制磁場的變化，使磁芯導(dǎo)磁率變化，從而改變主線圈的電感量。容二極管PN結(jié)反偏呈現(xiàn)的勢壘電容而構(gòu)成， 點：工作頻率高、固有損耗小、使用方便接入方法：全接入、部分接變?nèi)荻O管作為振蕩回路總電容原理電LC正弦振蕩器中的諧振回路。C1為隔直電容；Cj：變?nèi)荻O管的結(jié)電容，與L共同構(gòu)成振蕩器的振蕩回路(全接入)。振蕩頻 0=

LCj性能分①歸一化調(diào)頻特性曲線方已知變?nèi)荻O管結(jié)電容的變?nèi)萏匦?/p>

(v)

Cjn (1v/V nBVB：PN結(jié)的內(nèi)建電位差，Cj(0)：v0時的結(jié)電n：變?nèi)葜笖?shù)PN結(jié)工藝結(jié)構(gòu)

1~6之間3變?nèi)荻O管總電壓v= +v)，且|v|<（VQ—變?nèi)荻壒芷秒妷海隒jC(v)j

Cj(0)

Cj(0)

V V n

(5-2-1

Q

VB Cj(0)

Cj(0)

CjQV V n

n

(1x)n

1 Q1

VB

VB

VBVQC(v)

CjQ

(5-2- (1x)n式中

C

x vΩVQVB

(5-2-式中，CjQ變?nèi)荻O管在靜態(tài)工作點Q上的結(jié)電容，x為歸一化的調(diào)制信號電壓，其值恒小1（|v|<VQ）。將C(v

CjQ

=

中，

x)nLCjLCj

(1(1x)nLCjQLCj

0

c(1x)

(5-2-LCjQ1式中cLCjQ1

=0的振蕩(載波)角頻率，

有關(guān)

(1x)n 式

LCj

LCjQ

c x)

f=(fosc-(5-2-10)為歸一化調(diào)頻特性曲線程，反映了振蕩角頻率osc隨x(即v)變化的關(guān)系式。②歸一化調(diào)頻特性曲線：指n不同，f/fc隨x變化的曲f/fcx變化的曲線5-2-4，可n=2外

x vΩVQVBn2頻特性曲線均為非線性曲線。5-2-4歸一化調(diào)頻特性曲n2所以，變?nèi)荻O管作為振蕩回路總電容，應(yīng)選用n=2的超突變結(jié)變?nèi)莨堋７駝t，調(diào)制器將出現(xiàn)非線性失真，或使中心頻率偏離c值。接調(diào)頻電路的性v(t)=Vmcost時，歸一化調(diào)制信號電x

mcosΩtVQ VQLCj(1x)nLCjQ1n其中，m=Vm/VQ+VB)，稱為結(jié)電容調(diào)制度，若m足夠小，可以忽略式(5-2-10)冪級數(shù)（x<1收斂）展開式中xLCj(1x)nLCjQ1n

0

c(1

x)

(5-2-則

(

(1

x)n/

[12

xn/2(n/2

x2x

代入，利用

x1(1cos2x)2 (x)

1n(

nmcosΩt

1n(

cos

8

8 可求得調(diào)頻波的最大頻

n 中心頻率偏移

的數(shù)

1n(

二次諧波分量的最大角頻

2m

1n(2mmm2mmm4

cc調(diào)頻波的二次諧波失真系

kf2

中心角頻率的相對偏離

cc

1n(

結(jié)電容調(diào)制度mVm/VQ討①變?nèi)荻O管選定，變?nèi)葜笖?shù)n則定，增大m可增大相頻偏

n

但同時增大了非線性失真系數(shù)

和中心頻c 偏移

m4 m4c(kf2

c

1)mc故，最大相對kf2c的限制。在滿kf2c的條件下，提高c可以增大調(diào)頻波的最大角頻偏 n n2時，c0，2m0，實現(xiàn)不失真調(diào)頻③變?nèi)荻O管由PN結(jié)組成，其性能受溫度影響較大，變?nèi)荻O管部分接入振蕩回路的直接調(diào)頻原理電變?nèi)荻O管部分接入(CjC2串接，再C1并接)的性能分C回路總電容為C

C

C2CCjQ

2

CCj

x)n

代入， C

C2CjQ

C

C2CjQ2 2

(1

x)n

x)n

x)n

CjQL(CC2CjQ1CL(CC2CjQ1C(1x)n)2C

(x) 討部分接入，結(jié)電容僅為回路總電容的一部分，對振蕩率的調(diào)變能力比全部接入低若將回路總電容視作一個等效的變?nèi)荻O管，則等效容指數(shù)n必將小于變?nèi)荻O管指數(shù),所以,為實現(xiàn)線性調(diào)頻必須選n2的變?nèi)荻O管正確選C1正確選C15-2-C2主要影響低頻區(qū)的調(diào)制特性曲

5-2-C1主要影響高頻區(qū)的調(diào)頻特性根據(jù)調(diào)頻靈根據(jù)調(diào)頻靈敏度定

d(Δfd(ΔfΩΩ

1d(fd(fΩ

vΩ部分接入的調(diào)頻特性方L(CC2CjQ1 x)L(CC2CjQ1 x)n)211單音調(diào)制時調(diào)制靈敏度dΩdΩ dΩdΩ

vΩ

式中p=(1+p1)(1+p2+p1 p= /C，p=C/

x

SFM

v Ωv

d(x)d(x) d(x) V2pVB111式中c為載波頻率111L(CC 1C(1x)nL(CC 1C(1x)n)2L(CC 1C)2歸一化調(diào)制信號電x

cos

mcosVQ因此，部分接入最大角頻偏為

nmc 部分接入最大角頻偏

nmcL(CCL(CC 1C)21

p=(1+p1)(1+p2+p1p1=CjQ/C2；p2=C1/CjQC2→∞，C1=0；p1=0，p2=0→*p=1為全部接入最大角頻偏

nm 可見，部分接入的頻偏減小了1/p，而 于1CjQ一定C2越小，p1越大p值增C2越小，p1越大p值增大減 二、電路組控制電路的接入原則：既可將VQ和v加到變?nèi)荻O管上，實現(xiàn)控制作用，C1：隔直電容。對高頻短路，對調(diào)制頻率開路，VQ和v可有效加到變?nèi)荻O管于高頻L1開路、C2短路，因而是L組成的振蕩電路，不受控制電路影于直流和調(diào)制頻率，C1阻斷，因而VQv可有效實際電路中心頻率為140MHz的變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路①T的直流偏置②振蕩電路變?nèi)莨苋尤腚姼腥cD的直流偏④調(diào)制信號接入型濾圖5-2- 140MHz變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電中心頻率90MHz的直接調(diào)頻電Q②振蕩電路：變?nèi)莨懿糠纸尤搿㈦娙茛圩內(nèi)莨芸刂坡发苷{(diào)制電路圖5-2- 90MHz直接調(diào)頻電路及其高頻通

v(t)47F隔直電47H高頻扼流100MHz晶體振蕩器的變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電圖5-2- 晶體振蕩器的變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電T1：音頻放大器；T2：晶體振蕩器張弛振蕩電路實現(xiàn)直接調(diào)用調(diào)制信號控制張弛振蕩電路的充放電電流，便可改變電路的振蕩頻率，實現(xiàn)直接調(diào)頻。載波為或三角波，經(jīng)過濾波器或波形變換器變成調(diào)頻正弦波。一、張弛振蕩器直接調(diào)頻張弛振蕩器直接調(diào)頻電路如圖5-2-13所示。電路為射極耦合多諧振蕩T1，T2接成交叉耦合正反饋設(shè)起始狀態(tài)：T1導(dǎo)通，T2截止，vC(0)0VVCC向電C充電，充電電流I0。IB1很小（vB1≈），1CC-BE(o)基本不變，2下降，電容C以恒速0/C充電。當(dāng)2下降到2CC-D(o)1-BE(o)時：2導(dǎo)通1截止（T2集電極電壓下降到VCCVD(on)2，發(fā)射極電位VCCVBE(on)上，IB2很小電容反向充電，充電速度仍為I0/C。vE2基本不變，vE1下降。當(dāng)vE1下降vE1=VCCVD(on)2VBE(on)時：T1導(dǎo)通，T2截止。重復(fù)以上過程，在集電極得到對稱電壓，(vc是調(diào)頻三角波)。

設(shè)VD(on)1=VD(on)2=VBE(on，由vC波形可見，在半個周期內(nèi)電容C兩端電壓變化量 t2VBE(on)

I0

2VBE(on)Vcc-

0

-

fT

I04CVBE(on)

可見，若I0受調(diào)制電壓t控制，且呈線性關(guān)系，則可得不失真調(diào)頻輸出。fT

I04CVBE(on)

vΩ(t)=VΩmsin當(dāng)單音調(diào)制時，I0受調(diào)制壓vΩ(t)VΩmcost線性控制，調(diào)頻 信號如圖5-2-15所示。若I0=A+BvΩ(t),對應(yīng)(t)=c+采向開關(guān)函數(shù)K2(t)，將t用ctMfsint取代（注：也是電容C兩端三角波電壓的角頻率），得調(diào)頻表v(tVmK2(ctMfsin集成壓控射極耦合多諧振蕩器M1658如圖5-2-14示155MHzT3~T6：交叉耦合正反饋放大器，其T3，T4為射隨器，起、電平位移和T7、T8、T14：差分放大器，防止T5、T6進(jìn)入飽和T11、T12：差分放大器偏置電流源的固定T9、T10差分放T15：射隨器，輸輸出極性相反的電壓。二、調(diào)頻非正弦波轉(zhuǎn)換為調(diào)頻正弦調(diào)頻5-2-15調(diào)頻電壓表達(dá)v(t)VmK2(ctMfsin其 ctM

sinM tM

sin tc

sin v(t)VmK2(c4Vcos4

cos34Vcos5

v(t

VmK2(c4V cos4

cos34 cos5

將tM

代入上得到調(diào) 級數(shù)展開v()

cos(

s 44

mcos(c

f

通過中心頻率nc的帶通濾波器，可取出其n次諧波的調(diào)頻波。其載波角頻率nc，調(diào)頻指數(shù)nMf。v(t)4 cos(tMsint)4 cos(3t

sin

t) 4Vmcos(5ct5Mfsint)4為保證調(diào)頻波不失真，帶通濾波器的帶寬應(yīng)大于所取頻譜寬度，同時為避免頻譜，載頻fc(BW)n2

(BW

2 式中，(BW)n+2和(BW)n分別為調(diào)頻中(n+2)次和參見圖5-2-16次諧波分參見圖5-2-16調(diào)頻三角調(diào)頻三角5-2-17示三角 級數(shù)展開式為v(t)

2

(sinc

1sin3

1sin5

張弛振蕩器發(fā)射極電容兩端調(diào)頻三角波電壓頻率為張弛振蕩器發(fā)射極電容兩端調(diào)頻三角波電壓頻率為vΩ(t)=VΩmcost線性控時I0=A+BvΩ(t),對應(yīng)的角頻率(t)=c+tc

sin調(diào)頻三角波 展開式為v(t)

2

1sin3

1sin5

2

sin(t

sint)

sin(3c

3Mf

sint1sin(5

5Mf

sint通過帶通濾波器可以取出載波角頻率為nc調(diào)頻指數(shù)nMf的調(diào)頻正弦波調(diào)頻三角波還可以通過非線將調(diào)頻三角波變換為調(diào)頻正弦波，可以采用圖5-2-vO(t

v1 非線性變換網(wǎng)絡(luò)一般精密轉(zhuǎn)折點電路近似實 當(dāng)v1=vc voVom

t

Vomsinct采用上述電路，毋須濾除不需要的諧波分量，頻率張弛振蕩器調(diào)頻可以產(chǎn)生頻偏大，調(diào)制線性好的調(diào)頻波，電路便于集成化目前廣泛采用的直接調(diào)頻電路。缺點是載波頻率不能很間接調(diào)頻電路——調(diào)相電調(diào)頻方法：直接調(diào)間接調(diào)實現(xiàn)間接調(diào)頻電路的關(guān)鍵：調(diào)相電路矢量合成實現(xiàn)方法

可變相移可變時延一、矢量合成法調(diào)相原單音調(diào)制時，調(diào)相信號的表達(dá)式vO(t)=Vmcos(ct+Mpcos

5-2-=Vmcosctcos(Mpcost)Vmsinctsin(MpcosvO(t)=Vmcos(ct+MpcosVmcosctcos(MpcostVmsinctsin(Mpcost)Mp<(/12)，窄帶調(diào)相時，cos(Mpcost)1，sin(Mpcost)Mpcost，由此產(chǎn)生的誤差小3%。vO(t)=Vmcosctcos(Mpcost)Vmsinctsin(MpcosVmcosctVmMpcost近似由載波信號(Vmcosct)和雙邊帶信(VmMpcostsinct)疊加而成。用矢量表示，兩矢量相互正交，其中雙邊帶信號矢量的長度VmMpcost的規(guī)律變化。實現(xiàn)模5-2-19所示AM=1，原理上，這種方法只能不失真地產(chǎn)Mp<(/12)的窄帶調(diào)相波。vo(t)VmcosctVmMpcost窄帶調(diào)相波就是這兩個正交矢量合成的產(chǎn)物，故稱之為量合成法 圖5-2- 矢量合成法調(diào)諧電路的實現(xiàn)模型及其矢量合成原(a)實現(xiàn)模 (b)矢量合成原二、可變相移法調(diào)相實現(xiàn)原Vmcosct通過可控相移網(wǎng)絡(luò)[這個網(wǎng)絡(luò)在上產(chǎn)生的相移(c)受調(diào)制電壓的控制]，且呈線性關(guān)(ckpv(tMpcost，其輸出電壓便為所需的調(diào)相波，vo(t)=Vmcos[ct+(c)]=Vmcos(ct+Mpcost)實現(xiàn)方法——變?nèi)荻O管調(diào)相電原理圖5-2- 可變時延法調(diào)相電路的實現(xiàn)模Cj(D)、L組成諧振回路，由角頻率c的電流Ismcosct激勵Re：回路的諧振電阻工作原并聯(lián)諧振回路阻抗Z(j)

1

0

Z()ejz(e01102e]0()arctan[

2(0)]zL0Q L0

0Re 5-25-2-22(a 并聯(lián)諧振回路阻抗Z(j)

0

Z()ejz(e01102e]0()

0)]5-2-5-2-22(a0Cj(D)、L組成諧振回路，由角頻率c的電流iS(t)=Ismcosct激勵聯(lián)回路兩端電壓vo(t)相對于電流iS(t)的相角為阻抗角φZ(ω)若加在變?nèi)荻O管上的電vVQ+v相應(yīng)

C

CvΩ

)n

CVBv=0，Cj=CjQ，諧振回路的諧振角頻0等于入激勵電流的角頻率c，即0=c= LCjQ，當(dāng)加上v0將隨v而變化，其值(參考5-2-100(vΩ

(t)

mcos

)n回路提供的相移z()將隨 z

2(ω ω0因此，iS(t)在回產(chǎn)生的電壓將是相位v調(diào)變的調(diào)相信號。

5-2-不失真調(diào)相的條m的限 0(vΩ

(t)

mcos

)n/

用冪級

x)n

1nx

n(n1)x2

n(n1)(n2)x3

展 n(n

0(t

mcosΩt2

m2cos2

Ωt)n忽略二次方小n0

式 Δ0(可見m

必為小值

（忽略二次方小項VQMp的限根據(jù)正切函數(shù)特性

z()

時，tanz(由此引入的誤差小于10%，工程上是允許的。因0(0(t)0(t

arctan

0(t) ()0 0

(t)c(載波信號頻率)0(t

0(t)()

c

0(t)]

20(t

c

0(t

c0(te2Δ0(t通常滿0(t)=(nmccosΩt)/2<<2Δ0(tz(c)

enmcos

cosΩt6式中

,MpQenm，Mp應(yīng)小/6

載波信號頻0(t

0(t

回路諧振頻()

0(t

0(t 0

(t

0 (t0()

c

0(t)]

20(t

c

0(t

c0(te()

mcosΩt

cosΩt6 p6c結(jié)論：不失真調(diào)相條n2的變?nèi)荻O管m為小值，保0(t不失真地反v。Mp/6。實際電路(p278，圖5-2-L、D：諧振回R1和R2：電阻：R4：電阻：變?nèi)荻O管控制電路、偏壓源C1C2C3：隔直耦合電容圖5-2- (a)實用電路(b)高頻通路(c)調(diào)制頻率通

R3、C4若若C4取值較大，則vt在積分電路R3C4中產(chǎn)生的電流i(tv(tR3C4充電，故D上的調(diào)制信號電壓

(t)C

(t)dt R

(ttt ttv(t)=Vmcost，D上的調(diào)制信號電Ωv(t)Ω

sin這樣，調(diào)相電路便轉(zhuǎn)換為間接調(diào)頻電路v(t)=Vmcost，D上的調(diào)制信號電Ωv(t)Ω

sin

V

sin這樣，調(diào)相電路便轉(zhuǎn)換為間接調(diào)頻電路。對應(yīng)的結(jié)電容m

V VR3C4

VB

(VQVBQenmMf

VΩm

VΩmC 4C

VB

R3C4

VBm為了增大Mp,可以采用多級單回路構(gòu)成的變?nèi)莨苷{(diào)相電m（如圖5-2-23所示為三級單回路變?nèi)莨苷{(diào)相電路三、可變時延法調(diào)相原將載波電壓通過可控時延網(wǎng)絡(luò)，如圖5-2-24所示電時延網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓vo(t)=Vmcos[c(t圖5-2- 可變延時法調(diào)相電路的實現(xiàn)模vo(t)=Vmcos[c(t若 受調(diào)制信號線性控制，=kdv,則vo(t)為所需的vo(t)Vmcos(ctckdv)=Vmcos(ctMpcos式中，MpckdVm，最大可0.8圖5-2- 可變延時法調(diào)相電路的實