1、第四章 振幅調制、解調與混頻電路振幅調制、解調與混頻的概念相關知識回顧第四章 振幅調制、解調與混頻電路振幅調制與解調、混頻、頻率調制與解調等是通信系統的基本組成電路，它們都屬于頻率變換電路。振幅調制與解調、混頻、頻率調制與解調等都屬于頻率變換電路。它們的共同特點是將輸入信號進行頻譜變換，獲得具有所需要頻譜的輸出信號頻譜搬移電路（第四章：振幅調制與解調、混頻）頻譜非線性變換電路（第五章：頻率調制與解調）將輸入信號頻譜沿頻率軸進行不失真的搬移。將輸入信號頻譜進行特定的非線性變換。頻率變換電路分為信號的三種表示法：表達式、波形圖、頻譜圖。載 波復音調制波單音調制波頻譜（頻域）波 形（時域）表達式信號

2、一、調幅波的波形、表達式與頻譜4.1 頻譜搬移電路的組成模型調幅波的波形普通調幅波（標準調幅）調制信號v(t) = V cos t載波信號vc(t) = Vcmcos ctc 信號的表達式調幅波的數學表達式調幅系數（調幅度）調制信號v(t) = V cos t載波信號vc(t) = Vcmcos ct若 Ma 1過調幅失真vO(t) = Vm0 (1 + Ma cos t) cos ct 載波分量 上邊頻分量 下邊頻分量調幅波的頻譜調幅波為 nmax = max / = Fmax / F， max = 2Fmax設調制信號 v(t) 為非余弦的周期信號復音調制線性頻譜搬移將 v(t) 不失真地

3、轉移到載波信號振幅上將 v(t) 的頻譜不失真地搬移到的 c 兩邊調制信號頻譜調幅波頻譜上邊帶下邊帶BWAM2Fmax調幅波帶寬載波分量產生的平均功率。單音調制的調幅信號電壓在載波的一個周期內消耗的平均功率在單位電阻上消耗的功率調幅波的功率P(t)在一個調制波周期內的平均功率邊頻功率（上、下邊頻分量的功率之和）)21(02aSBPMP=例如：Ma = 0.3(一般電臺發射信號的平均調制度)P0 = 0.955 Pav, PSB = 0.045 Pav 。 結論：普通調幅波，發射效率極低。解決辦法：抑制載波。Ma w2，則無用的組合頻率將遠離有用的和頻與差頻成分線性時變狀態：V2m很小（ V2m

4、 V1m）i包含的頻率成分： | p1 2| ， p1 參與相乘的兩個信號（頻率有高低之別），限制哪一個信號的幅度更合適？限制頻率低的信號幅度線性時變狀態：V2m很小（ V2m V2m，管子的導通與截止僅由 v1 控制而不受 v2 影響時，線性時變工作狀態便轉換為開關狀態。 i 的頻率成份：單向開關函數i 的頻率成份組合頻率成份進一步減少二、平衡對稱電路差分對管i 的頻率成份：不用限制v2的幅度，只要I0與v2呈線性關系即可與二極管電路比較，利用兩管的平衡抵消原理，差分對管的輸出電流中減少了直流分量與 p 為偶數的眾多組合分量。i 的頻率成份：雙差分電路（開關狀態）二極管電路（開關狀態）i 的

5、頻率成份：雙向開關函數x1V1m/VT 很大(x1 10 ，即 V1m 260 mV)令 x1 = V1m/VT二極管電路（開關狀態）優點：雙差分對電路無直流分量，幅度加倍雙差分電路（開關狀態）一、雙差分對平衡調制器（擴展了V2的動態線性范圍）4.2.2 雙差分對平衡調制器和模擬相乘器（模擬乘法器）討論：線性相乘的的動態范圍很窄(1)若 |v1| 26 mV， |v2| 26 mV 。實現了 v1 和 v2 的相乘運算。i 的頻率成份：i 的頻率成份：(2)v1 為任意值，|v2| 26 mV，線性時變工作狀態。線性時變工作時，利用差分對管平衡抵消原理，進一步抵消了q 1，p 為偶數的眾多組合

6、頻率分量。(3)|v1| 260 mV ，|v2| 26 mV 當 v1 = V1mcosIt，V1m 260 mV，即 x1 10 時， 實現開關工作。i 的頻率成份：以上的三種工作特性中都要求v2取小值，這種要求使v2的動態范圍受到限制, 因此需要|v2| 26 mV擴展v2的動態范圍例如： I0 = 1 mA ，RE = 1k 則 v2 的最大動態范圍為( -250 mV，250 mV)比不加時，擴大了約 10 倍。擴大V2線性動態范圍負反饋電阻擴展v2的線形動態范圍擴展 v 動態范圍負載電阻載波信號調制信號調零電位器，確保 v = 0 時 i = 0T7T8 偏置電阻T5T6 偏置電阻

7、T1T2 偏置電阻XFC1596 集成平衡調制器（MC1596）負反饋電阻擴展v2的線形動態范圍能否用相同的方式擴展v1的線形動態范圍？圖 4-2-10模擬相乘器原理電路輸出差值電壓 線性動態范圍vO = (i- i)RC= iRCAM 相乘器的增益。 二、 雙差分對模擬相乘器（模擬乘法器）4.2.4 二極管雙平衡混頻器二極管雙平衡混頻器組成電路二極管雙平衡混頻器是另一類工作在開關狀態的相乘組件vL足夠大，控制D1D4工作在開關狀態vL0，D2與D3導通、 D1與D4截止vL0時二極管平衡混頻器組成電路D2與D3截止D1與D4導通二極管雙平衡混頻器組成電路vL0時二極管雙平衡混頻器組成電路二極

8、管雙平衡混頻器組成電路K1(Lt - ) - K1(Lt)K2(Lt) 與單個二極管電路的線性時變狀態（開關狀態）比較，少了哪些頻率成分？iI = cos(L - c)t輸出中頻電流二、混頻損耗混頻器高頻信號本振信號中頻信號功率PS功率PI輸出中頻電流iI = cos(L - c)t輸出中頻功率輸入電流輸入電流中僅有高頻電流K1(Lt - ) + K1(Lt)輸入高頻功率輸入高頻功率輸出中頻功率混頻損耗考慮到變壓器的損耗，實際混頻損耗約68dB地位：超外差接收機的重要組成部分。作用：將輸入高頻信號變換為固定的中頻信號。重要性：靠近天線，直接影響接收音機的性能。種類： 一般接收機中：三極管混頻器

9、。 高質量通信接收機： 二極管環形混頻器、雙差分對平衡調制器混頻器。 4.3混頻電路4.3.1通信接收機中的混頻電路一、主要性能指標1混頻增益 輸出中頻信號電壓 Vi(或功率PI)對輸入信號電壓 Vs(或功率 PS)的比值，用分貝表示為 2噪聲系數輸入信號噪聲功率比 (PS/Pn)i 對輸出中頻信號噪聲功率比 (PI/Pn)o 的比值，即 接收機的噪聲系數主要取決于它的前端電路，若無高頻放大器，主要由混頻電路決定。31 dB 壓縮電平(PI1dB )圖 4-3-11 dB 壓縮電平當 PS 較小時， PI 隨 PS 線性增大，混頻增益為定值當 PS 較大時， PI 隨 PS 增大趨于緩慢。定義

10、：比線性增長低 1 dB 時所對應的輸出中頻功率電平，稱 1dB 壓縮電平，用 PI1dB 表示。 意義：PI1dB 所對應的 PS 是混頻器動態范圍的上限電平。 4混頻失真來源 接收機輸入端存在的干擾信號； 混頻器件非線性，使輸出電流包含眾多無用組合頻率分量，若某些靠近中頻，則中頻濾波器無法將它們濾除，疊加在有用中頻信號上，引起的失真稱為混頻失真。5隔離度混頻器各端口之間在理論上應相互隔離，確保任一端口上的功率不會竄到其他端口上。實際上，總有極少量功率在各端口之間竄擾定義：本端口功率與其竄擾到另一端口的功率之比(用分貝表示)。意義：用來評價竄擾大小的性能指標。信號串擾危害本振端口功率向輸入端

11、口的竄擾危害最大，本振端口的本振功率都比較大，當它竄擾到輸入信號端口時，就會通過輸入信號回路回到天線上，產生本振功率的反向輻射，嚴重干擾鄰近接收機。 二極管環形混頻器和雙差分對混頻器高性能接收機混頻器種類1二極管環形混頻器系列產品：Level7、Level17、Level23本振功率: 7 dBm(5 mW)，17 dBm(50 mW)，23 dBm(200 mW)本振功率電平越高，相應的 1 dB 壓縮電平也就越高，混頻器的動態范圍就越大。優點：頻帶寬、噪聲低、混頻失真小、動態范圍大。 缺點：無混頻增益、端口間的隔離度較低。2雙差分對平衡混頻器(AD831)工作頻率: 500 MHz 優點：

12、混頻增益大；端口間隔離度高；輸入端只需要電壓 激勵，一般不必加功率匹配網絡缺點：噪聲系數較大，動態范圍小4.3.2三極管混頻電路一、工作原理L1C1 ： 輸入信號回路，調諧在 fcL2C2 ：輸出中頻回路，調諧在 fIvBE = VBB0 + vL + vSiC f(vBE) IC0(vL) + gm(vL) vS線性時變狀態高頻信號很弱，三極管對其呈線性狀態詳細定量推導詳見教材iC f(vBE) IC0(vL) + gm(vL) vS圖 4-3-5 gmc隨 VLm 變化的特性在中波廣播收音機中，這個最佳的 VLm 約為 20 200 mV。反之，當 VLm 一定時，改變 VBB0(或 IE

13、Q) 時，gmc 也會相應變化。實驗指出，IEQ 在 0.2 1 mA 時，gmc 近似不變，并接近最大值。混頻增益與本振信號幅度的關系4.3.3混頻失真干擾哨聲(混頻器特有)寄生通道干擾(混頻器特有)交叉調制失真（交調失真）(混頻器、高中頻都有)互相調制失真（互調失真）(混頻器、高中頻都有)產生的根本原因：混頻器相乘特性不理想導致組合頻率成份混頻器（非理想相乘）中放檢波（頻譜向下搬移fI）fCfLf IfL fCfIFF音頻嘯叫|p fLq fC|fI F1fI干擾哨聲簡化為干擾哨聲：由輸入有用信號產生，輸出產生的組合頻率分量和中頻信號頻率接近寄生通道干擾：由輸入干擾信號產生干擾fMfI混頻

14、器（非理想相乘）中放檢波（頻譜向下搬移fI）fCfLf IfL fCfIFF|p fLq fM|fM造成干擾寄生通道干擾最強的寄生通道干擾中頻干擾（p=0,q=1,fM=fI）鏡像干擾（p=1,q=1,fK=fc+2fI）p、q越小，干擾越強fMfI|0 fL1 fM| fI混頻器（非理想相乘）中放檢波（頻譜向下搬移fI）fCfLf IfL fcfIFF干擾fM|p fLq fM|fIfM造成干擾中頻干擾（p=0,q=1）中頻干擾鏡像干擾fMfL fI fK|1 fL1 fK| fIfLfCfKfIfI混頻器（非理想相乘）中放檢波（頻譜向下搬移fI）fCfLf IfL fcfIFF干擾fM|p

15、 fLq fM|fIfM造成干擾鏡像干擾減小寄生通道干擾的措施混頻前加強濾波（或陷波）減少組合頻率干擾（參考4.2）對鏡像干擾，可采取二次混頻減小干擾第一次混頻采用較高的中頻，使鏡像干擾遠離接收的信號，便于濾除圖 4-3-10二次混頻接收機組成方框圖干擾fMfM造成干擾fL |r fCs fM|fI|r fCs fM|fC混頻器（非理想相乘）中放檢波（頻譜向下搬移fI）fCfLf IfL fcfIFF收聽到有用臺信號的同時可聽到干擾臺的聲音，但有用臺停播時，干擾臺聲音隨之消失現象：交調失真交調失真：混頻器除了對一些特定頻率的干擾形成寄生通道干擾外，任意頻率的干擾信號也會產生交調失真混頻器（非理

16、想相乘）中放檢波（頻譜向下搬移fI）fCfLf IfL fSfIFF現象：干擾fM1fM2fL |r fM1s fM2|fI| r fM1s fM2 |fCfM1及fM2造成干擾互調失真收聽到有用臺信號的同時可聽到另兩個干擾臺的聲音，即使有用臺停播，干擾臺聲音也不會消失互調失真：輸入端有兩個干擾信號r、s越小，組合頻率分量的頻率有可能接近f I互調失真越大fM1 fM2 fC時，2 fM1 fM2 fC , 2 fM2 fM1 fCr s3三階互調失真混頻器（非理想相乘）中放檢波（頻譜向下搬移fI）fCfLf IfL fSfIFF干擾fM1fM2fL |r fM1s fM2|fI| r fM1

17、s fM2 |fCfM1及fM2造成干擾互調失真2提高混頻器前端電路的選擇性（混頻前加強濾波）3選擇適當的中頻頻率,二次混頻1減少組合頻率抑制干擾（混頻失真）的措施4.4 振幅調制與解調電路一、振幅調制電路高電平調幅低電平調幅 丙類功率放大與調制合二為一 功率放大之前進行調幅效率高、但調制線性差調制線性好，但（發射機）效率低Vcm欠壓過壓臨界VBBvb(t)VCC0vW(t)VCC= VCC0 + vW(t)VCC集電極調幅電路必須工作在過壓狀態wt高電平調幅電路: 集電集調幅原理電路P92Vcm過壓欠壓臨界VBB0vb(t)VCCvW(t)VBB= VBB0 + vW(t)VBB基極調幅電路

18、必須工作在欠壓狀態wt高電平調幅電路 基極調幅原理電路P92濾波匹配電路高頻扼流圈集電極調幅電路基極調幅電路采用集成模擬乘法器或雙差分平衡調制器采用二極管平衡電路低電平調制電路低電平調制電路:一般用于雙邊帶和單邊帶調制電路單邊帶發射機（濾波法實現）相對頻率間隔越大，濾波越容易頻譜搬移過程同步檢波電路1包絡檢波電路2一、振幅解調電路（振幅檢波）振幅調制波的解調電路復習同步檢波電路1無用的寄生分量4.4.2 二極管包絡檢波電路僅適合于包含載波的調幅方式：普通調幅殘留邊帶調幅大信號檢波：vS足夠大二極管輪流工作在導通和截止區緩慢放電快速充電RLC越大，濾波效果越好RLC構成低通濾波器為了提高效率，要求輸入電阻能量守恒二極管包絡檢波電路中的失真惰性失真（對角切削失真）負峰切割失真（底部切割失真）RLC太大，電容放電速度跟不上包絡下降的速度快速充電緩慢放電惰性失真（對角切削失真）(a)(b)圖 4-4-9惰性