1、指導教師:楊建國二零零七年十一月指導教師:楊建國二零零八年三月通 信 原 理第十二章 數字調制新技術12.1 正交振幅調制(QAM) 12.2 交錯正交相移鍵控(OQPSK) 12.3 最小頻移鍵控(MSK) 12.4 正弦頻移鍵控(SFSK) 12.5 平滑調頻(TFM) 12.6 高斯濾波的最小頻移鍵控(GMSK) 12.7 無碼間串擾和相位抖動的正交相移鍵控(IJFOQPSK) 12.1 正交振幅調制(QAM) 正交振幅調制的一般表達式為 (12-1)12.1.1 QAM調制解調原理(12-2)式中,Tb為碼元寬度，Am和Bm為離散的振幅值，m=1,2,M, M為Am和Bm的個數。由上式

2、可以看出，已調信號是由兩路相互正交的載波疊加而成的，每路載波被一組離散的振幅Am、Bm所調制，故稱這種調制方式為正交振幅調制。其振幅Am和Bm可以表示成 式中, A是固定的振幅，與信號的平均功率有關。(dm,em)表示QAM調制信號矢量端點在信號空間的坐標， 由輸入數據決定。 QAM的調制和相干解調的原理方框圖如圖 7- 47 所示。 在調制器中，輸入數據經過串/并變換分成兩路，再分別經過二電平到L電平的變換，形成Am和Bm。為了抑制已調信號的帶外輻射， Am和Bm要通過預調制低通濾波器; 再分別與相互正交的兩路載波相乘， 形成兩路ASK調制信號; 最后將兩路信號相加就可以得到不同的幅度和相位

3、的已調QAM輸出信號y(t)。 圖12-1 QAM調制解調原理方框圖(a) QAM調制方框圖； (b) QAM解調方框圖 在解調器中，輸入信號分成兩路分別與本地恢復的兩個正交載波相乘，經過低通濾波器、多電平判決和L電平到二電平轉換，再經過并/串變換就得到了輸出數據序列。圖12-2給出了四電平QAM的調制解調原理框圖中各點的基本波形。 從4QAM的調制解調過程可以看出，系統可在一路ASK信號頻率帶寬的信道內完成兩路信號的同時傳輸。所以，利用正交載波調制技術傳輸ASK信號，可使頻帶利用率提高一倍，達到2b/(sHz)。如果將其與多進制或其他技術結合起來，還可進一步提高頻帶利用率。 圖12-24QA

4、M調制解調時圖12-1中各點波形12.1.2QAM的星座圖信號矢量端點的分布圖稱為星座圖。以十六進制調制為例，采用16PSK時，其星座圖如圖12-3(a)所示。若采用振幅與相位相結合的16個信號點的調制，兩種可能的星座如圖123(b)、(c)所示，其中，圖12-3(b)為正交振幅調制，記作16QAM；圖12-3(c)是話路頻帶(3003400Hz)內傳送9600b/s的一種國際標準星座圖，常記作16APK。QAM信號的結構不是惟一的。例如，在給定信號空間中的信號點數目為M=8時，要求這些信號點僅取兩種振幅值，信號點之間的最小距離為2A的情況下，幾種可能的信號空間如圖12-4所示。 圖12-31

5、6PSK、16QAM和16APK星座圖 (a)16PSK;(b)16QAM;(c)16APK圖12-48QAM的信號空間 在所在信號點等概率出現的情況下，平均發射信號功率為 (12-3) 圖12-4(a)(d)中的平均功率分別為6A2、6A2、6.83A2和4.73A2。因此，在信號功率相等的條件下，圖12-4(d)中的最小信號距離最大，其次為圖12-4(a)和圖12-4(b)中的，圖12-4(c)中的最小。圖12-4(d)中的最小信號距離比圖12-4(a)和圖12-4(b)中的大1dB，比圖12-4(c)的大1.6dB。對于M=16來說，若要求最小信號空間距離為2A，則有多種分布形式的信號空

6、間。兩種具有代表意義的信號空間如圖12-5所示。 在圖12-5(a)中，信號點的分布成方型，故稱之為方型QAM星座，它也被稱為標準型QAM。在圖12-5(b)中，信號點的分布成星型，故稱之為星型QAM星座。利用式(12-3)，可得這兩種形式的信號平均功率為 Pav= (A2/16) (42+810+418)=10A2 方型QAM (12-4) 星型QAM Pav=(A2/16) (82.612+84.612)=14.03A2 (12-5) 圖12-6MQAM星座圖 假設已調信號的最大幅度為 1，不難算出MPSK時星座圖上信號點的最小距離為 而MQAM時，若星座為矩形，則最小距離為 (12-6)

7、(12-7) 當信號的平均功率受限時，MQAM的優點更為顯著，因為MQAM信號的峰值功率與平均功率之比為 由式(12-6)及(12-7)可知，當M=4 時，d4PSK=d4QAM。事實上，4PSK與4QAM的星座圖相同。但當M4 時，例如M=16， 則可算出d16PSK=0.39, d16QAM=0.47。d16QAMd16PSK，這說明16QAM的抗干擾能力優于16PSK。 (12-8) 對16QAM來說,L=4, 所以k16QAM=1.8。至于 16PSK信號的平均功率就等于它的最大功率(恒定包絡)，因而k16PSK=1, 這說明k16QAM大于k16PSK約2.55dB。這樣，以平均功率

8、相等為條件， 16QAM的相鄰信號距離超過 16PSK約4.19dB。12.1.3QAM的抗噪性能 對于方型QAM，可以看成是由兩個相互正交且獨立的多電平ASK信號疊加而成的。因此，利用多電平信號誤碼率的分析方法，可得到M進制QAM的誤碼率為 (12-9) 式中，M=L2；Eb為每比特碼元能量；n0為噪聲單邊功率譜密度。圖12-7給出了M進制方型QAM的誤碼率曲線。 圖12-7M進制方型QAM的誤碼率曲線 12.2交錯正交相移鍵控（OQPSK）12.2.1OQPSK的提出前面討論過QPSK信號，它的頻帶利用率較高，理論值達2b/(sHz)。但是，如圖12-8所示，濾波后的QPSK信號其包絡的最

9、大值與最小值之比為無窮大，這種現象是必須加以避免的。那么，是否能夠對QPSK信號加以適當改造，以克服這一現象呢？為了回答這個問題，我們先分析一下QPSK信號的相位轉移圖。 圖12-8QPSK信號限帶前后的波形（a）理想的QPSK;（b）濾波后的QPSK 表12-1輸入數據的串/并變換 圖12-9信號的相位關系(圖中的-1代表0) (a)QPSK信號；(b)OQPSK信號 隨著輸入數據的不同，QPSK信號的相位會在這四種相位上跳變，每相隔2Tb,相位跳變量可能為90或180，如圖12-9(a)中的箭頭所示。當碼組由0011或0110，即發生對角過渡時，產生180的載波相位跳變。這種相位跳變引起包

10、絡起伏，當通過非線性部件后，使已經濾除的帶外分量又被恢復出來，導致頻譜擴展，增加對鄰波道的干擾。為了消除180的相位跳變，在QPSK基礎上提出了OQPSK調制方式。 12.2.2OQPSK的基本原理OQPSK是在QPSK基礎上發展起來的一種恒包絡數字調制技術，是QPSK的改進型，也稱為偏移四相相移鍵控(OffsetQPSK),有時又稱為參差四相相移鍵控(SQPSK)或雙二相相移鍵控(DoubleQPSK)等。它與QPSK有同樣的相位關系，也是把輸入碼流分成兩路，然后進行正交調制；不同點在于它將同相和正交兩支路的碼流在時間上錯開了半個碼元周期。由于兩支路碼元半周期的偏移，每次只有一路可能發生極性

11、翻轉，因此不會發生兩支路碼元同時翻轉的現象。所以，OQPSK信號相位只能跳變0或90,不會出現180的相位跳變。這就使得星座圖中的信號點只能沿正方形的四個邊移動，不再會出現對角線移動。為了說明這點，表122給出了同相支路中碼元轉換時刻的相位變化，表中矢量是兩路矢量的合成。 表12-2同相支路中碼元轉換時刻的相位變化 12.2.3OQPSK的產生與解調OQPSK信號的產生原理可由圖12-10來說明。圖中Tb/2的延遲電路是為了保證I、Q兩路碼元能偏移半個碼元周期。BPF的作用是形成OQPSK信號的頻譜形狀，保持包絡恒定。除此之外，其他均與QPSK的作用相同。 圖12-10OQPSK調制器方框圖圖

12、12-11OQPSK解調器方框圖圖12-12OQPSK波形及矢量圖 圖12-12OQPSK波形及矢量圖 圖12-13QPSK、OQPSK、MSK信號的功率譜密度 OQPSK由于在正交支路引入Tb/2 的偏移，結果消除了QPSK中的180的相位突跳現象， 但每隔b/2 信號可能發生90的相位變化。最小頻移鍵控追求信號相位路徑的連續性， 是二進制連續相位FSK(CPFSK)的一種。MSK又稱快速頻移鍵控(FFSK)，“快速”二字指的是這種調制方式對于給定的頻帶，它能比 2PSK傳輸更高速的數據； 而最小頻移鍵控中的“最小”二字指的是這種調制方式能以最小的調制指數(h=0.5)獲得正交的調制信號。1

13、2.3最小頻移鍵控（MSK） 在一個碼元時間Tb內，CPFSK信號可表示為 當(t)為時間連續函數時，已調波在所有時間上是連續的， 若傳 0 碼時載頻為1, 傳 1 碼時載頻為2，它們相對于未調載頻c的偏移為，上式又可寫為 (12-10)（12-11）12.3.1MSK的基本原理 （12-12）其中 比較式(7- 78)和(7- 79)可以看出，在一個碼元時間內，相角(t)為時間的線性函數，即 (12-13)式中，(0)為初相角，取決于過去碼元調制的結果。它的選擇要防止相位的任何不連續性。 對于FSK信號，當2Tb=n(n為整數)時，就認為它是正交的。為了提高頻帶利用率，要小，當n=1 時，達

14、最小值有 (12-14)或者 (12-15) h稱為調制指數。由式(7- 83)看出，頻偏f=1/(4Tb)，頻差 2 f =1/(2Tb)，它等于碼元速率之半， 這是最小頻差。所謂的最小頻移鍵控(MSK)，正是取調制指數h=0.5，在滿足信號正交的條件下， 使頻移f最小。 圖12-14MSK信號相位軌跡 (12-16)為了方便，假定(0)=0, 同時，假定+號對應于 1 碼，-號對應于 0 碼。當t0時，在幾個連續碼元時間內，(t)的可能值示于圖 5 - 58中。傳 1 碼時，相位增加/2，傳 0 碼時，相位減少/2。當t=Tb時，式(5 - 84)可寫為 (12-17)利用式(12-14)

15、和式(12-15),式(12-13)又可寫為 因此，圖12-14中正斜率直線表示傳 1 碼時的相位軌跡，負斜率直線表示傳 0 碼時的相位軌跡。這種由可能的相位軌跡構成的圖形稱為相位網格圖。在每一碼元時間內， 相對于前一碼元載波相位不是增加/2，就是減少/2。在Tb的奇數倍上取/2兩個值，偶數倍上取0、兩個值。例如， 圖中粗線路徑所對應的信息序列為 11010100。 若將式(12-16)擴展到多個碼元時間上可寫為 其中Pk為二進制雙極性碼元，取值為1。這表明，MSK信號的相位是分段線性變化的，同時在碼元轉換時刻相位仍是連續的，所以有 (12-18) 或者 (12-19) 現在，將式(12-18

16、)代入式(12-10), 便可寫出MSK波形的表達式 (12-20) 利用三角等式并注意到sink =0，有 (12-21) 其中, I(t)=aI(t) cost/(2Tb); Q(t)=aQ(t) sint/(2Tb); aI(t)=cosk; aQ(t)=Pk cosk。 式(12-21)即為MSK信號的正交表示形式,其同相分量 也稱為i支路；其正交分量為 也稱為q支路； 稱為加權函數。 下面我們簡要討論一下MSK信號的功率譜。對于由式（12-20）定義的MSK信號，其單邊功率譜密度可表示為 （12-22） 根據式(12-22)畫出MSK信號的歸一化功率譜密度如圖12-15所示。為了便于

17、比較，圖中還畫出了2PSK信號的功率譜。 圖12-15MSK信號的歸一化功率譜密度 12.3.2MSK的調制解調原理 根據式（12-21），我們可以畫出MSK調制器的方框圖如圖12-16所示。MSK信號的產生過程如下： (1) 對輸入數據序列進行差分編碼； (2) 把差分編碼器的輸出數據用串/并變換器分成兩路，并相互交錯一個比特寬度Tb； (3) 用加權函數cos(t/2Tb)和sin(t/2Tb)分別對兩路數據進行加權； (4) 用兩路加權后的數據分別對正交載波cos ct和sinct進行調制； (5) 把兩路輸出信號進行疊加。 圖12-16 MSK調制器的方框圖表12-3 信號的變換關系

18、圖12-17MSK的信號波形 綜合以上分析可知，MSK信號必須具有以下特點： (1) 已調信號的振幅是恒定的； (2) 信號的頻率偏移嚴格地等于1/(4Tb)，相應的調制指數 (3)以載波相位為基準的信號相位在一個碼元期間內準確地線性變化/2；(4)在一個碼元期間內，信號應包括四分之一載波周期的整數倍；(5)在碼元轉換時刻，信號的相位是連續的，或者說，信號的波形沒有突跳。 圖12-18MSK鑒頻器解調原理圖 圖12-19MSK信號相干解調器原理圖 12.3.3MSK的性能設信道特性為恒參信道，噪聲為加性高斯白噪聲，MSK解調器輸入信號與噪聲的合成波為 (12-23) 式中， 是均值為0，方差為

19、2的窄帶高斯噪聲。 經過相乘、低通濾波和抽樣后，在t=2kTb時刻i支路的樣值為 (12-24) 在t=(2k+1)Tb時刻Q支路的樣值為 (12-25) 式中nc和ns分別為nc(t)和ns(t)在取樣時刻的樣本值。在I支路和Q支路數據等概率的情況下，各支路的誤碼率為 式中， 為信噪比。 經過交替門輸出和差分譯碼后，系統的總誤比特率為 (12-27) 圖12-20MSK系統誤比特率曲線 12.4正弦頻移鍵控（SFSK）MSK信號在每一碼元時間內，其相位是連續變化的;當調制碼元極性發生變化時，相位變化/2。雖然如此，但在碼元轉換時刻相位仍然連續，因而頻譜衰減速度較快。不過，碼元極性變化時，相位

20、軌跡曲線出現一尖角，這導致MSK信號頻譜旁瓣滾降速率下降，因此帶外輻射增加，如圖12-21曲線所示。為了減小帶外輻射，提高頻帶利用率，應使這些尖角變平滑。正交頻移鍵控就是針對此問題提出的一種調制方法。 圖12-21幾種信號的歸一化功率譜與歸一化頻率關系曲線 12.4.1SFSK的基本原理為了平滑MSK波形相位的軌跡，可將MSK在一個碼元內線性變化的相位特性，改造成在線性特性上疊加一個正弦波的特性，如圖12-22(a)中實線所示。并且，在輸入數據極性不同時，該正弦波的相位也是不同的。當為0（或-1）碼時，正弦波為0；當為1（或+1）碼時，正弦波為180。這樣，剛好能夠使尖角得到平滑。此外，為了使

21、SFSK能夠保留MSK的優點，在一個碼元內的相位變化值仍舊為/2，和MSK一樣，當輸入碼元為1時，相位增加/2；為0碼時，相位減少/2。因此，在碼元間隔Tb的偶數倍上，相對于載波的相位值為/2的偶數倍；反之，在碼元間隔Tb的奇數倍上，相位為/2的奇數倍。 圖12-22SFSK和MSK相位路徑的比較(a)SFSK和MSK相位路徑；(b)輸入分別為+1和-1時的相位變化 12.4.2SFSK的實現1.SFSK的數學表達式為了達到上述要求的一個碼元時間內的相位特性，應采用升余弦頻移函數對載波進行調頻。該頻移函數可表示為（12-28） 該升余弦是以坐標橫軸為基準的。式中第一項就是MSK中使用的頻移函數

22、，在一個碼元時間內它引起的相位變化是線性的；第二項是新增的，在一個碼元時間內它引起的相位變化無疑是正弦的。兩者相加，得到一個在線性基礎上變化的正弦相位波，這正是我們所需要的相位特性。按照調頻觀點，在一個碼元內已調波的數學表達式是 (12-30) 式中wct時載波相位，相對于載波相位來說，第二項和第三項之和是數據產生的相移值，用表示。常數項C應由相位路徑在各碼元轉換點上是連續的這一條件決定。 這樣已調波表達式是 式中 (12-32) 2.實現SFSK的原理方框圖按（12-28）、(12-31)、(12-32)三個式子來產生SFSK信號，其方框圖如圖12-23所示。其中第一個方框是用數據pk對頻率

23、為1/Tb的正弦波進行二相移鍵控；第二方框是一個積分器，它在每個碼元轉換時刻上都需要進行一次清洗；第三個方框是一個壓控振蕩器（VCO）,其輸出信號必然是式(12-31)和式（12-32）的結果。由于這種產生器是把被數據鍵控的正弦波加到線性積分器和線性頻率調制器上而形成的，所以稱為正弦頻移鍵控。 圖12-23產生SFSK信號的方框圖 圖12-24SFSK產生器的主要波形 (a)s1(t)波形；(b)s2(t)波形；(c)SFSK信號輸出波形 12.5平滑調頻(TFM)12.5.1TFM的基本原理TFM改進SFSK的做法是，保留SFSK相位軌跡在碼元轉換點上變化率為零的優點，同時，設法減小相位軌跡

24、在一個碼元內各時刻的斜率，從而使頻譜滾降加快、帶外輻射減小、頻譜主瓣變窄。經理論分析表明，其主瓣寬度小于SFSK的,幾乎沒有旁瓣。我們討論的這些調制方式，其已調波在數學上都可以表示為cosct+(t)。其中，(t)是時變相位函數。不同的調制方式具有不同的(t)，因而相位路徑也就不同。MSK中(t)在一個碼元內是線性的，而SFSK是用一個正弦相位函數平滑了MSK的線性。但是這種平滑只是在一個碼元內進行的，這就大大地限制了選擇不同(t)形狀的可能性。因此，自然就會想到，應該把相位路徑的平滑過程擴展到幾個碼元時間內，而不僅僅局限于一個碼元內，這就是通常所說的“相關編碼”技術。這樣，在選擇(t)函數的

25、形狀時，其自由性就大大增加了。上述特點就是TFM具有好的頻譜特性的本質。 若調制器輸入為雙極性沖激序列時，即 (12-33) TFM的相關編碼規則是 （12-34） 且當a0a1=1時，；a0a1=-1時，。 (1)在一個碼元內，(Tb)的可能值為0、/4、/2。究竟取何值，取決于三個碼元之間的關系，它們之間的可能組合和(Tb)的取值及概率，如表12-4所示。 表12-4TFM信號相位取值及概率 (2)當一個等概的二進制隨機序列an達穩態后，(Tb)的變化值概率為表12-4中的值。(3)起始相位為(Tb)。當a0a1=1時，(Tb)=0；當a0a1 =-1時，(Tb)的變化規律為：(Tb)=0

26、出現在的奇數倍上；，只在t=mTb(m為整數)時出現；如果當前相位是，的概率是0。 圖12-25TFM信號相位軌跡 12.5.2 TFM的調制解調1. TFM調制器在 TFM調制器中，都是在VCO之前增加一個按TFM相關編碼規則設計出來的濾波器，如圖12-26所示，這種濾波器叫基帶預調制濾波器。這里介紹兩種各有優缺點的不同的實現方框圖。 圖12-26TFM調制器原理方框圖 1）用調頻方法實現其調制框圖如圖12-27所示。這個電路產生兩種控制信號，使得TFM信號sinct+(t)的相位特性在取樣時刻通過圖12-25所示的規定值。這種形式的TFM調制器的主要優點在于由頻率調制器（VCO）輸出的信號

27、，可以準確地滿足恒包絡的要求。其主要缺點是：由于采用了具有反饋系統的環路，使得或捕獲時間長以及可能引起系統工作不穩定。 圖12-27具有控制電路的TFM調制器方框圖 2.TFM的解調器TFM信號在接收端可采用正交相干解調，它的方框圖如圖12-29所示。 （12-35） 因此，TFM調制也可以用正交調制來實現。它的實現原理方框圖如12-28(a)所示。圖12-28(b)給出了具體實現方框圖。其中，(t)完全決定于預調制濾波器的沖激響應和輸入數據。這種形式的調制器的主要優點是沒有反饋系統，完全采用數字處理。它的主要缺點是輸出調制信號有小的幅度起伏和對正交調制部分兩支路間的平衡要求嚴格。 圖12-2

28、8采用正交調制的TFM調制器方框圖 (a)原理方框圖；(b)具體實現方框圖 2.TFM的解調器TFM信號在接收端可采用正交相干解調，它的方框圖如圖12-29所示。 圖12-29正交相干解調的方框圖 12.6高斯濾波的最小頻移鍵控(GMSK) 12.6.1GMSK的基本原理MSK調制是調制指數為0.5的二進制調頻，其基帶信號為矩形波形。為了壓縮MSK信號的功率譜，可在MSK調制前加入高斯型低通濾波器，稱為預調制濾波器。對矩形波形進行濾波后，得到一種新型的基帶波形，使其本身和盡可能高階的導數連續，從而得到較好的頻譜特性。GMSK調制原理方框圖如圖12-30所示。 圖12-30GMSK調制原理方框圖

29、 為了有效地抑制MSK的帶外輻射并保證經過預調制濾波后的已調信號能采用簡單的MSK相干檢測電路，預調制濾波器必須具有以下特點：(1)帶寬窄并且具有陡峭的截止特性；(2)沖激響應的過沖較小；(3)濾波器輸出脈沖面積為一常量，該常量對應的一個碼元內的載波相移為/2。其中，條件(1)是為了抑制高頻分量；條件(2)是為了防止過大的瞬時頻偏；條件(3)是為了使調制指數為0.5。 高斯低通濾波器的傳輸函數為 (12-36) 式中，a是與高斯濾波器的3dB帶寬Bb有關的一個常數。由3dB帶寬定義有 (12-37) 即 (1238) 所以 (12-39) 由此可見，改變a,Bb將隨之改變。濾波器的沖激響應為

30、（12-40） 由式(12-40)看出，h(t)不是時限的，但它隨t2按指數規律迅速下降，所以可近似認為它的寬度是有限的。由于它的非時限性，相鄰脈沖會產生重疊。 如果輸入為雙極性不歸零矩形脈沖序列s(t)： (12-41) 式中， 其中，Tb為碼元間隔。高斯預調制濾波器的輸出為 (12-42)式中，g(t)為高斯預調制濾波器的脈沖響應： (12-43)GMSK信號的表達式為 (12-44) 式中，an為輸入數據。 高斯濾波器的輸出脈沖經MSK調制得到GMSK信號，其相位路徑由脈沖的形狀決定，或者說在一個碼元內已調波相位的變化取決于其間脈沖的面積。由于高斯濾波后的脈沖無陡峭沿，也無拐點，因此，其

31、相位路徑得到進一步平滑，如圖12-31所示。 圖12-31GMSK信號的相位路徑 12.6.2GMSK的調制解調原理產生GMSK信號最簡單的方法是數據流經高斯濾波后直接對VCO調頻，如圖12-32所示。但該方法要保持VCO中心頻率穩定存在一定困難。克服此方法缺點的辦法是采用鎖相環路(PLL)調制器，如圖12-33所示。圖中，輸入數據序列先進行/2相移BPSK調制，然后將該信號通過鎖相環對BPSK信號的相位突跳進行平滑，使得信號在碼元轉換時刻相位連續，而且沒有尖角。該方法實現GMSK信號的關鍵是鎖相環傳輸函數的設計，以滿足輸出信號功率譜特性要求。 圖12-32GMSK信號產生器 圖12-33PL

32、L型GMSK調制器 由式(12-44)，GMSK信號可以表示為正交形式，即 (12-45) 式中 (12-46) 由式(12-45)和式(12-46)可以構成一種波形存儲正交調制器，其原理圖如圖12-34所示。波形存儲正交調制器的優點是避免了復雜的濾波器設計和實現，可以產生具有任何特性的基帶脈沖波形和已調信號。 GMSK信號的基本特性與MSK信號完全相同，其主要差別是GMSK信號的相位軌跡比MSK信號的相位軌跡平滑。因此，圖12-19所示的MSK信號的相干解調器原理圖完全適用于GMSK信號的相干解調。 圖12-34波形存儲正交調制器產生GMSK信號 GMSK信號也可以采用圖12-35所示的差分

33、調制器解調。圖12-35(a)是1比特差分解調方案，圖12-35(b)是2比特差分解調方案。 圖12-35 GMSK信號差分解調器原理1比特差分解調器；(b) 2比特差分解調器 12.6.3GMSK系統的性能假設信道為恒參信道，噪聲為加性高斯白噪聲，其單邊功率譜密度為n0,則GMSK信號相干解調的誤比特率下界可以表示為 (12-47) 式中，dmin為在t1到t2之間觀察所得的Hibert空間中發送數據“1”和“0”對應的復信號u1(t)和u0(t)之間的最小距離，即 (12-48) 在恒參信道，加性高斯白噪聲條件下，測得的GMSK相干解調誤比特率曲線如圖12-36所示。由圖可以看出，當BbT

34、b=0.25時，GMSK的性能僅比MSK下降1dB。由于移動通信系統是快速瑞利衰落信道，因此誤比特性能要比理想信道下的誤比特率性能下降很多。具體誤比特率性能要通過實際測試。 GMSK信號最吸引人的性能是它既具有出色的功率利用率（因為GMSK信號是恒包絡的），又具有很好的譜利用率。GMSK已確定為歐洲新一代移動通信的標準調制方式。 圖12-36理想信道下GMSK相干解調誤比特率曲線 12.7 無碼間串擾和相位抖動的偏移 四相相移鍵控(IJF-OQPSK) 12.7.1 IJF信號 IJF是一種無符號間干擾和抖動、頻譜主瓣窄、高頻滾降快的基帶信號。產生IJF信號有多種形式，如雙碼元間隔升余弦脈沖、雙碼元間隔修正升余弦脈沖、雙碼元間隔三角脈沖等。下面以雙碼元間隔升余弦脈沖為例討論產生IJF-OQPSK信號。 雙碼元間隔升