1、3.1 概述3.2 晶體管高頻等效電路3.3 諧振放大器3.4 放大器的穩定性3.5 集中選頻放大器3.6 電子噪聲3.7 章末小結 第3章 高頻小信號放大電路第3章 高頻小信號放大電路 3.1 概述什么是高頻小信號放大器？ 放大高頻小信號（中心頻率在幾百kHz到幾百MHz，頻譜寬度在幾kHz到幾十MHz的范圍）的放大器，稱為高頻小信號放大器。按照所用器件，可分為晶體管、場效應管和集成電路放大器；按照電路形式，可分為單級和級聯放大器；按照所用負載性質，可分為諧振放大器和非諧振放大器。 從電路結構上，高頻小信號放大電路分為兩大類： 1. 具有諧振回路的選頻特性的窄頻帶放大電路（諧振放大器） 2.

2、 由寬頻帶放大電路加上濾波器構成的濾波式的放大電路 諧振放大器是采用諧振回路（串并聯及耦合回路）作負載的放大器。 對中心頻率在幾百千赫到幾百兆赫, 頻譜寬度在幾千赫到幾十兆赫內的微弱信號進行不失真的放大, 故不但需要有一定的電壓增益, 而且需要有選頻能力。 諧振放大器不僅有放大作用，也有濾波或選頻作用。 寬頻帶放大電路加上濾波器構成的濾波式的放大電路對幾兆赫至幾百兆赫較寬頻帶內的微弱信號進行不失真的放大, 故要求放大電路的下限截止頻率很低(有些要求到零頻即直流), 上限截止頻率很高，再加上濾波器（LC、石英晶體、聲表面波、陶瓷濾波器等）進行頻率選擇，構成高頻小信號放大電路。 衡量高頻小信號放大

3、器的主要性能指標：（1）電壓增益與功率增益 電壓增益等于輸出電壓與輸入電壓之比；功率增益等于放大器輸出給負載的功率與輸入功率之比。（2）通頻帶放大器的電壓增益下降到最大值的 倍時，所對應的頻帶寬度，也稱-3dB帶寬，常用 表示，也有用BW表示的。（3）矩形系數 表征放大器選擇性好壞的一個參量。理想的頻帶放大器應該對通頻帶內的頻譜分量有同樣的放大能力，而對通頻帶以外的頻譜分量要完全抑制。所以理想的頻帶放大器的頻響曲線應是矩形。但實際的頻響曲線與矩形有較大的差異。 矩形系數用來表示實際響應曲線接近理想矩形的程度，用 表示。 是放大器的電壓增益下降到最大值的0.1倍時所對應的頻帶寬度。 （4）工作穩

4、定性指放大器的直流偏置、晶體管參數、電路元件參數等發生可能變化時，放大器的主要性能的穩定程度。一般的不穩定現象是增益變化、中心頻率偏移、通頻帶變化、諧振曲線變形等，極端情況是自激。（5）噪聲系數表征放大器的噪聲性能好壞的一個參量。希望噪聲越小越好，噪聲系數接近于1。 高頻小信號放大電路是線性放大電路。Y參數等效電路和混合型等效電路是分析高頻晶體管電路線性工作的重要工具, 晶體管、場效應管和電阻引起的電噪聲將直接影響放大器和整個電子系統的性能。本章將討論這兩部分內容，他們是高頻電路的基礎。 3.2 晶體管高頻等效電路 晶體管在高頻線性運用時常采用兩種等效電路進行分析, 一是混合型等效電路, 一是

5、參數等效電路。 前者是從模擬晶體管的物理機構出發, 用集中參數元件、 和受控源來表示管內的復雜關系。優點是各元件參數物理意義明確, 在較寬的頻帶內元件值基本上與頻率無關。缺點是隨器件不同而有不少差別, 分析和測量不方便。因而混合型等效電路法較適合于分析寬頻帶放大器。 參數法則是從測量和使用的角度出發, 把晶體管作為一個有源線性雙口網絡, 用一組網絡參數構成其等效電路。優點是導出的表達式具有普遍意義, 分析和測量方便。 缺點是網絡參數與頻率有關。由于高頻小信號諧振放大器相對頻帶較窄, 一般僅需考慮諧振頻率附近的特性, 因而采用這種分析方法較合適。 3.2.1 混合型等效電路 圖321是晶體管高頻

6、共發射極混合型等效電路。 圖中各元件名稱及典型值范圍如下： bb： 基區體電阻, 約。 be： 發射結電阻re折合到基極回路的等效電阻, 約幾十歐到幾千歐。 bc：集電結電阻, 約kM。 ce：集電極發射極電阻, 幾十千歐以上。 Cbe：發射結電容, 約 皮法到幾百皮法。 Cbc：集電結電容, 約幾個皮法。 m：晶體管跨導, 幾十毫西門子以下。 由于集電結電容C bc跨接在輸入輸出端之間, 是雙向傳輸元件, 使電路的分析復雜化。為了簡化電路, 可以把C bc折合到輸入端b、 e之間, 與電容C be并聯, 其等效電容為： CM=(1+gmRL)Cbc (3.2.1) 即把Cbc的作用等效到輸入

7、端, 這就是密勒效應。其中gm是晶體管跨導, RL是考慮負載后的輸出端總電阻, CM稱為密勒電容。 另外, 由于rce和rbc較大, 一般可以將其開路。這樣, 利用密勒效應后的簡化高頻混合型等效電路如圖3.2.2所示。 re= rbe=(1+0)reCbe + Cbc = 與各參數有關的公式如下：(3.2.2) 其中k為波爾茲曼常數, T是電阻溫度(以絕對溫度K計量), IEQ是發射極靜態電流, 0是晶體管低頻短路電流放大系數, fT是晶體管特征頻率。 確定晶體管混合型參數可以先查閱手冊。 晶體管手冊中一般給出r bb、Cbc、0和fT等參數, 然后根據式(3.2.2)可以計算出其它參數。 注

8、意各參數均與靜態工作點有關。 3.2.2參數等效電路 圖3.2.3是雙口網絡示意圖。 雙口網絡即具有兩個端口的網絡。所謂端口是指一對端鈕, 流入其中一個端鈕的電流總是等于流出另一個端鈕的電流。 而四端網絡雖然其外部結構與雙口網絡相同, 但對流入流出電流沒有類似的規定, 這是兩者的區別。 對于雙口網絡, 在其每一個端口都只有一個電流變量和一個電壓變量, 因此共有四個端口變量。如設其中任意兩個為自變量, 其余兩個為應變量, 則共有六種組合方式, 也就是有六組可能的方程用以表明雙口網絡端口變量之間的相互關系。 參數方程就是其中的一組, 它是選取各端口的電壓為自變量, 電流為應變量, 其方程如下： 其

9、中11、12、21、22四個參數均具有導納量綱, 且: 所以參數又稱為短路導納參數, 即確定這四個參數時必須使某一個端口電壓為零, 也就是使該端口交流短路。 現以共發射極接法的晶體管為例, 將其看作一個雙口網絡, 如圖324所示, 相應的參數方程為：(3.2.3)輸出短路時的正向傳輸導納 輸入短路時的反向傳輸導納 輸入短路時的輸出導納 其中, 輸出短路時的輸入導納（3.2.4)(3.2.5)(3.2.6)(3.2.7) 圖中受控電流源 表示輸出電壓對輸入電流的控制作用（反向控制）； 表示輸入電壓對輸出電流的控制作用（正向控制）。正向傳輸導納fe越大, 表示晶體管的放大能力越強；反向傳輸導納re

10、越大, 表示晶體管的內部反饋越強。re的存在, 對實際工作帶來很大危害, 是諧振放大器自激的根源, 同時也使分析過程變得復雜, 因此應盡可能使其減小, 或削弱它的影響。 晶體管的參數可以通過測量得到。根據參數方程, 分別使輸出端或輸入端交流短路, 在另一端加上直流偏壓和交流信號, 然后測量其輸入端或輸出端的交流電壓和交流電流, 代入式(3.2.3)-(3.2.6)中就可求得。通過查閱晶體管手冊也可得到各種型號晶體管的參數。 需要注意的是, 參數不僅與靜態工作點的電壓值、電流值有關, 而且是工作頻率的函數。例如當發射極電流增加時, 輸入與輸出電導都將加大。 當工作頻率較低時, 電容效應的影響逐漸

11、減弱。所以無論是測量還是查閱晶體管手冊, 都應注意工作條件和工作頻率。 3.2.3 晶體管的高頻參數 考慮電容效應后, 晶體管的電流增益是工作頻率的函數。 下面介紹三個與電流增益有關的晶體管高頻參數。 1. 共射晶體管截止頻率 共射短路電流放大系數 是指混合型等效電路輸出交流短路時, 集電極電流 與基極電流 的比值。從圖3.2.1可以看到, 當輸出端短路后, r be、Cbe和Cbc三者并聯。 取其模，得其中 0= gmr be f= 由式(3.2.8)可知, 的幅值隨頻率的增高而下降。 當下降到0的 時, 對應的頻率定義為共射晶體管截止頻率f。 (3.2.8)2. 特征頻率fT當 | 的幅值

12、下降到1時, 對應的頻率定義為特征頻率fT。根據定義，有 則 一般地， 所以 3 . 共基晶體管截止頻率f 共基短路電流放大系數 是晶體管用作共基組態時的輸出交流短路參數, 即 的幅值也是隨頻率的增高而下降, f定義為 的幅值下降到低頻放大系數0的 時的頻率。 三個高頻參數之間的關系滿足下列各式： fT0f=g m rbe f fT0f ffTf (3.2.9)3.3 諧 振 放 大 器 由晶體管、場效應管或集成電路與并聯諧振回路組成的高頻小信號諧振放大器廣泛用于廣播、電視、通信、雷達等接收設備中, 其作用是將微弱的有用信號進行線性放大并濾除不需要的噪聲和干擾信號。 諧振放大器的主要性能指標是

13、電壓增益, 通頻帶和矩形系數。 本節僅分析由晶體管和LC回路組成的諧振放大器。 3.3.1 單管單調諧放大器 電路組成及特點 圖3.3.1是一個典型的單管單調諧放大器。b與c分別是和信號源（或前級放大器）與負載（或后級放大器）的耦合電容, e是旁路電容。 電容與電感組成的并聯諧振回路作為晶體管的集電極負載, 其諧振頻率應調諧在輸入有用信號的中心頻率上。回路與本級晶體管的耦合采用自耦變壓器耦合方式, 這樣可減弱晶體管輸出導納對回路的影響。圖 2.3.1 單管單調諧放大電路 負載（或下級放大器）與回路的耦合采用自耦變壓器耦合和電容耦合方式, 這樣, 既可減弱負載（或下級放大器）導納對回路的影響,

14、又可使前、 后級的直流供電電路分開。另外, 采用上述耦合方式也比較容易實現前、 后級之間的阻抗匹配。 電路性能分析 為了分析單管單調諧放大器的電壓增益, 圖3.3.2給出了其等效電路。其中晶體管部分采用了參數等效電路, 忽略了反向傳輸導納re的影響。輸入信號源用電流源 并聯源導納s表示, 負載假定為另一級相同的單調諧放大器, 所以用晶體管輸入導納ie表示。 單管單調諧放大器的電壓增益為： 我們先求 與 的關系式, 然后求出 與 的關系, 即可導出 與 之比, 即電壓增益 。因為負載的接入系數為2, 晶體管的接入系數為1, 所以負載等效到回路兩端的導納為n22yie。 設從集電極和發射極之間向右

15、看的回路導納為YL, 則:(3.3.2)(3.3.1) 由于 是 上的電壓, 且 與 相位相反, 所以 由Y參數方程(3.2.3)可知:代入式(3.3.3)可得: 根據自耦變壓器特性 因此(3.3.3)(3.3.4)(3.3.5) 將式(3.3.5)與(3.3.6)代入(3.3.1), 可得 其中, YL=n21YL是YL等效到諧振回路兩端的導納, 它包括回路本身元件、e0和負載導納總的等效值, 即 YL=(ge0+jC+ +n22yie (3.3.6)(3.3.7)(3.3.8)將式（3.3.8）代入（3.3.7）中, 則: 其中與分別為諧振回路總電導和總電容: g=n21goe+n22gi

16、e+ge0 C=n21Coe+n22Cie+C諧振頻率或(3.3.9)(3.3.11)(3.3.10)回路有載L值 QL= 以上幾個公式說明, 考慮了晶體管和負載的影響之后, 放大器諧振頻率和值均有變化。 放大器諧振時， ， 由（3.3.9)式有，諧振頻率處放大器的電壓增益其電壓增益振幅 |Au0 |=(3.3.14)(3.3.13)(3.3.12)根據N(f)定義,單管單調諧放大器的單位諧振函數N(f)與其并聯諧振回路的單位諧振函數相同, 且都可以寫成： 根據這個式子可得到歸一化的諧振曲線。由式（3.3.15）可寫出放大器電壓增益振幅的另一種表達式(3.3.15)(3.3.16) Au= 由

17、上述公式可知, 電壓增益振幅與晶體管參數、 負載電導、回路諧振電導和接入系數有關： (1) 為了增大u0, 應選取|yfe|大, oe小的晶體管。 (2) 為了增大u0, 要求負載電導小, 如果負載是下一級放大器, 則要求其ie小。 (3) 回路諧振電導e0 越小, u0越大。而e0取決于回路空載值0, 與0成反比。 (4) u0與接入系數1、2有關, 但不是單調遞增或單調遞減關系。由于1和2還會影響回路有載值L, 而L又將影響通頻帶,所以1與2的選擇應全面考慮, 選取最佳值。 實際放大器的設計是要在滿足通頻帶和選擇性的前提下, 盡可能提高電壓增益。 放大器的矩形系數：在單管單調諧放大器中,

18、選頻功能由單個并聯諧振回路完成, 所以單管單調諧放大器的矩形系數與單個并聯諧振回路的矩形系數相同解： 根據定義 利用圖，用類似于求通頻帶0.7的方法可求得: 由上式可知， 一個單諧振回路的矩形系數是一個定值， 與其回路值和諧振頻率無關，且這個數值較大，接近， 說明單諧振回路的幅頻特性不大理想。 例 求并聯諧振回路的矩形系數。 放大器的通頻帶在單管單調諧放大器中, 選頻功能由單個并聯諧振回路完成, 所以單管單調諧放大器的通頻帶與單個并聯諧振回路的計算公式相同。通頻帶其通頻帶則由于受晶體管輸出阻抗和負載的影響, 比單個并聯諧振回路加寬, 因為有載Q值小于空載Q值。 從對單管單調諧放大器的分析可知,

19、 其電壓增益取決于晶體管參數、 回路與負載特性及接入系數等, 所以受到一定的限制。如果要進一步增大電壓增益, 可采用多級放大器。 3.3.2 多級單調諧放大器 如果多級放大器中的每一級都調諧在同一頻率上, 則稱為多級單調諧放大器。 設放大器有級, 各級電壓增益振幅分別為u1, u2, , un, 則總電壓增益振幅是各級電壓增益振幅的乘積, 即 nu1u2un (3.3.17) 如果每一級放大器的參數結構均相同, 根據式（3.3.15）, 則總電壓增益振幅 An=(Au1)n (3.3.18) 諧振頻率處電壓增益振幅 單位諧振函數 N（f）= 級放大器通頻帶BWn=(2f 0.7)n= 由上述公

20、式可知, 級相同的單調諧放大器的總增益比單級放大器的增益提高了, 而通頻帶比單級放大器的通頻帶縮小了, 且級數越多, 頻帶越窄。 (3.3.19)(3.3.20)(3.3.21) 換句話說, 如多級放大器的頻帶確定以后, 級數越多, 則要求其中每一級放大器的頻帶越寬。所以, 增益和通頻帶的矛盾是一個嚴重的問題, 特別是對于要求高增益寬頻帶的放大器來說, 這個問題更為突出。這一特性與低頻多級放大器相同。 例 某中頻放大器的通頻帶為MHz, 現采用兩級或三級相同的單調諧放大器, 兩種情況下對每一級放大器的通頻帶要求各是多少？ 解: 根據式（3.3.21）, 當n=2時, 因為所以, 要求每一級帶寬

21、同理, 當時, 要求每一級帶寬 根據矩形系數定義, 當0.1時, nn00.1, 由式（3.3.20)可求得:所以, 級單調諧放大器的矩形系數為 表3.3.1列出了n0.1與的關系。 表3.3.1 單調諧放大器矩形系數與級數的關系 級數n12345678910矩形系數Kn01 9.954.903.743.403.203.103.002.932.892.852.56 從表中可以看出, 當級數增加時, 放大器矩形系數有所改善, 但這種改善是有一定限度的, 最小不會低于2.56。 3.4 諧振放大器的穩定性 共射電路由于電壓增益和電流增益都較大, 所以是諧振放大器的常用形式。 以上我們在討論諧振放大

22、器時, 都假定了反向傳輸導納re, 即晶體管單向工作, 輸入電壓可以控制輸出電流, 而輸出電壓不影響輸入。實際上re0, 即輸出電壓可以反饋到輸入端, 引起輸入電流的變化, 從而可能引起放大器工作不穩定。如果這個反饋足夠大, 且在相位上滿足正反饋條件, 則會出現自激振蕩。 為了提高放大器的穩定性, 通常從兩個方面著手。一是從晶體管本身想辦法, 減小其反向傳輸導納re值。 re的大小主要取決于集電極與基極間的結電容bc（由混合型等效電路圖可知, bc跨接在輸入、 輸出端之間）, 所以制作晶體管時應盡量使其bc減小, 使反饋容抗增大, 反饋作用減弱。 二是從電路上設法消除晶體管的反向作用, 使它單

23、向化。 具體方法有中和法與失配法。 中和法是在晶體管的輸出端與輸入端之間引入一個附加的外部反饋電路（中和電路）, 以抵消晶體管內部參數re的反饋作用。由于re的實部（反饋電導）通常很小, 可以忽略, 所以常常只用一個電容N來抵消re的虛部（反饋電容）的影響, 就可達到中和的目的。 為了使通過N的外部電流和通過bc的內部反饋電流相位相差,從而能互相抵消, 通常在晶體管輸出端添加一個反相的耦合變壓器。圖3.3.3（）所示為收音機常用的中和電路, （）是其交流等效電路。 為了直觀, 將晶體管內部電容bc畫在了晶體管外部。 由于re是隨頻率而變化的, 所以固定的中和電容N只能在某一個頻率點起到完全中和

24、的作用, 對其它頻率只能有部分中和作用, 又因為re是一個復數, 中和電路應該是一個由電阻和電容組成的電路, 但這給調試增加了困難。另外, 如果再考慮到分布參數的作用和溫度變化等因素的影響, 中和電路的效果很有限。 失配法通過增大負載電導L, 進而增大總回路電導, 使輸出電路嚴重失配, 輸出電壓相應減小, 從而反饋到輸入端的電流減小, 對輸入端的影響也就減小。可見, 失配法是用犧牲增益而換取電路的穩定。 用兩只晶體管按共射共基方式連接成一個復合管是經常采用的一種失配法。 圖3.3.4是其結構原理圖。 由于共基電路的輸入導納較大, 當它和輸出導納較小的共射電路連接時, 相當于使共射電路的負載導納

25、增大而失配, 從而使共射晶體管內部反饋減弱, 穩定性大大提高。 3.5 集中選頻放大器 第3.3.3節介紹的諧振放大器可用于對窄帶信號的選頻放大。 為了提高增益, 一般常采用多級放大電路。對于多級放大電路, 要求每級均有LC諧振回路, 故不易獲得較寬的通頻帶, 選擇性也不夠理想。且安裝調試麻煩，不適合批量生產。隨著電子技術的發展, 窄帶信號的放大越來越多地采用集中選頻放大器。 在集中選頻放大器里, 先采用矩形系數較好的集中濾波器進行選頻, 然后利用單級或多級集成寬帶放大電路進行信號放大。前者以集中預選頻代替了逐級選頻, 減小了調試的難度, 后者可充分發揮線性集成電路的優勢。 集中濾波器的任務是

26、選頻, 要求在滿足通頻帶指標的同時, 矩形系數要好。其主要類型有集中濾波器、陶瓷濾波器和聲表面波濾波器等。集中濾波器通常由一節或若干節網絡組成, 根據網絡理論, 按照帶寬、衰減特性等要求進行設計, 目前已得到了廣泛應用。 圖3.5.1給出了一種集中網絡結構。 陶瓷濾波器是由壓電陶瓷材料做成的具有選頻特性的器件。 它具有無需調諧、體積小、 加工方便等優點, 但工作頻率不太高（幾十兆赫茲以下）, 相對頻寬較窄。 目前, 應用最普遍的集中濾波器是聲表面波濾波器。 聲表面波濾波器（urface coustic ave ilter）是利用某些晶體的壓電效應和表面波傳播的物理特性制成的一種新型電聲換能器件

27、。所謂壓電效應是指：當晶體受到應力作用時, 在它的某些特定表面上將出現電荷, 而且應力大小與電荷密度之間存在著線性關系, 這是正壓電效應；當晶體受到電場作用時, 在它的某些特定方向上將出現應力變化, 而且電場強度與應力變化之間存在著線性關系, 這是逆壓電效應。自20世紀60年代中期問世以來, 聲表面波濾波器的發展非常迅速。它不僅不需要調整, 而且具有良好的幅頻特性和相頻特性, 其矩形系數接近。 3.6 電子噪聲 人們收聽廣播時, 常常會聽到“沙沙”聲； 觀看電視時, 常常會看到“雪花”似的背景或波紋線, 這些都是接收機中的放大器和其它元器件存在噪聲的結果。 噪聲對有用信號的接收產生了干擾, 特

28、別是當有用信號較弱時, 噪聲的影響就更為突出, 嚴重時會使有用信號淹沒在噪聲之中而無法接收。 噪聲的種類很多。 有的是從器件外部竄擾進來的, 稱為外部噪聲；有的是器件內部產生的, 稱為內部噪聲。本書只介紹內部噪聲。 內部噪聲源主要有電阻熱噪聲、 晶體管噪聲和場效應管噪聲三種。 3.6.1 電阻熱噪聲 電阻熱噪聲是由于電阻內部自由電子的熱運動產生的。 在運動中自由電子經常相互碰撞, 因而其運動速度的大小和方向都是不規則的。 溫度越高, 運動越劇烈。只有當溫度下降到絕對零度時, 運動才會停止。自由電子這種熱運動在導體內形成非常微弱的電流, 這種電流呈雜亂起伏的狀態, 稱為起伏噪聲電流。起伏噪聲電流

29、流過電阻本身就會在其兩端產生起伏噪聲電壓。 由于起伏噪聲電壓的變化是不規則的, 其瞬時振幅和瞬時相位是隨機的, 所以無法計算其瞬時值。起伏噪聲電壓的平均值為零, 噪聲電壓正是不規則地偏離此平均值而起伏變化。 但是, 起伏噪聲的均方值是確定的, 可以用功率計測量出來。實驗發現, 在整個無線電頻段內, 當溫度一定時, 單位電阻上所消耗的平均功率在單位頻帶內幾乎是一個常數, 即其功率頻譜密度是一個常數。對照白光內包含了所有可見光波長這一現象, 人們把這種在整個無線電頻段內具有均勻頻譜的起伏噪聲稱為白噪聲。 阻值為的電阻產生的噪聲電流功率頻譜密度和噪聲電壓功率頻譜密度分別為： k=1.3810-23J

30、K (3.6.3)其中k是波爾茲曼常數, 是電阻溫度, 以絕對溫度計量。 在頻帶寬度為內產生的熱噪聲均方值電流和均方值電壓分別為： I2n=SI(f)BW =4kTG BW (3.6.4) U2n=SU(f)BW=4kTR BW (3.6.5)所以, 一個實際電阻可以分別用噪聲電流源和噪聲電壓源表示, 如圖3.6.1所示。 理想電抗元件是不會產生噪聲的, 但實際電抗元件是有損耗電阻的, 這些損耗電阻會產生噪聲。對于實際電感的損耗電阻一般不能忽略, 而對于實際電容的損耗電阻一般可以忽略。 3.6.2 晶體管噪聲 晶體管噪聲主要包括以下四部分。 熱噪聲 構成晶體管的發射區、基區、集電區的體電阻和引

31、線電阻均會產生熱噪聲, 其中以基區體電阻rbb的影響為主。 散彈噪聲 散彈噪聲是晶體管的主要噪聲源。它是由單位時間內通過結的載流子數目隨機起伏而造成的。人們將這種現象比擬為靶場上大量射擊時彈著點對靶中心的偏離, 故稱為散彈噪聲。在本質上它與電阻熱噪聲類似, 屬于均勻頻譜的白噪聲, 其電流功率頻譜密度為: I（）0 (3.6.6) 其中0是通過結的平均電流值, 是每個載流子所載的電荷量。-19庫侖。 注意, 在0時, 散彈噪聲為零, 但是只要不是絕對零度, 熱噪聲總是存在。這是二者的區別。 分配噪聲 在晶體管中, 通過發射結的非平衡載流子大部分到達集電結, 形成集電極電流, 而小部分在基區內復合

32、, 形成基極電流。 這兩部分電流的分配比例是隨機的, 從而造成集電極電流在靜態值上下起伏變化, 產生噪聲, 這就是分配噪聲。 分配噪聲實際上也是一種散彈噪聲, 但它的功率頻譜密度是隨頻率變化的, 頻率越高, 噪聲越大。其功率頻譜密度也可近似按式（3.6.6）計算。 閃爍噪聲 產生這種噪聲的機理目前還不甚明了, 一般認為是由于晶體管表面清潔處理不好或有缺陷造成的, 其特點是頻譜集中在約k以下的低頻范圍, 且功率頻譜密度隨頻率降低而增大。在高頻工作時, 可以忽略閃爍噪聲。 3.6.3 額定功率和額定功率增益 在分析和計算噪聲問題時, 用額定功率和額定功率增益概念可以使問題簡化, 物理意義更加明確。

33、 信號額定功率是指電壓信號源 可能輸出的最大功率。 所以, 其額定功率為： PA= (3.6.9) 可見, 額定功率是表征信號源的一個參量, 與其實際負載值無關。 現在用額定功率來表示電阻的熱噪聲功率。 電阻R的噪聲額定功率為:PnA= (3.6.10) 由上式可見, 電阻的噪聲額定功率只與溫度及通頻帶有關, 而與本身阻值和負載無關（注意, 實際功率是與負載有關的）。 這一結論可以推廣到任何無源二端網絡。 額定功率增益PA是指一個線性四端網絡的輸出額定功率Ao與輸入額定功率Ai的比值。即:（3.6.11） 可見, 額定功率增益是表征線性四端網絡的一個參量。 只要網絡與其信號源電路確定, 則額定

34、功率增益就是一個定值, 而與該網絡輸入、輸出電路是否匹配無關。 3.6.4 線性四端網絡的噪聲系數 為了使放大器能夠正常工作, 除了要滿足增益、 通頻帶、 選擇性等要求之外, 還應對放大器的內部噪聲給以限制, 一般是對放大器的輸出端提出滿足一定信噪比的要求。對于其它線性四端網絡也有同樣的要求。 所謂信噪比是指四端網絡某一端口處信號功率與噪聲功率之比。 信噪比SNR(Signal to Noise Ratio)通常用分貝數表示, 寫作： SNR= (3.6.12)其中s、n分別為信號功率與噪聲功率。下面以放大器為例來推導線性四端網絡的噪聲系數。 噪聲系數定義 如果放大器內部不產生噪聲, 當輸入信

35、號與噪聲通過它時, 二者都得到同樣的放大, 那么放大器的輸出信噪比與輸入信噪比相等。而實際放大器是由晶體管和電阻等元器件組成,熱噪聲和散彈噪聲構成其內部噪聲, 所以輸出信噪比總是小于輸入信噪比。為了衡量放大器噪聲性能的好壞, 提出了噪聲系數這一性能指標。 上述定義可推廣到所有線性四端網絡。 如果用分貝數表示, 則寫作: NF=10lg (3.6.14) 放大器的噪聲系數NF(Noise Figure)定義為輸入信噪比與輸出信噪比的比值, 即: 從式（3.6.13）可以看出, 是一個大于或等于的數。 其值越接近于, 則表示該放大器的內部噪聲性能越好。 （3.6.13） 噪聲系數的計算式 噪聲系數

36、可以改寫成各種不同的表達形式, 以便于分析和計算。其中一種形式是用額定功率來代替實際功率, 即不用考慮實際負載的大小, 僅考慮一種最佳情況。這樣, 噪聲系數可寫成： 根據式（3.6.11）額定功率增益 上式又可寫成:因為其中nAn是放大器內部噪聲額定功率。 把這兩個式子代入式（3.6.16）可得:（3.6.15）（3.6.16）（3.6.17）（3.6.18）又因為 3 放大器內部噪聲表達式 由式（3.6.19）可得到放大器內部噪聲額定功率nAn的表達式, 即:nAn()pAk0 (3.6.20) 上式說明, 當時, nAn, 進一步表明了噪聲系數是衡量放大器內部噪聲性能的參數。 （3.6.1