1、 基于(jy)高性價比的模糊邏輯控制四開關三相逆變器供電永磁同步電機驅動(q dn)系統M.納西爾烏丁，高級(goj)會員， IEEE ，陶菲克S.拉德萬，高級會員， IEEE和M. Azizur拉赫曼，院士， IEEE摘要：本文研究內置式永磁同步電動機（IPMSM）的高性能的工業應用的一個模糊邏輯控制器（PLC）基于成本效益的驅動系統的性能。在本文中，模糊邏輯控制器用作速度控制器，同時，采用四開關三相（4S3Ph）脈沖寬度調制（PWM）逆變器來代替常規的六開關三相（6S3Ph）逆變器來驅動電機。這不僅減少了逆變器的成本，開關損耗，而且降低了產生六個PWM的邏輯信號控制算法和接口電路的復雜性。

2、此外，所提出的控制方法降低了計算的實時實現。所提出的四開關三相逆變器供電永磁同步電機驅動與模糊邏輯控制器結合的閉環矢量控制方案是在使用TI TMS320C31數字信號處理器（DSP）和原型1馬力的電機上的實時實施。通過在不同的操作條件下的理論和實驗結果，可以驗證所提出的模糊邏輯控制四開關三相逆變器供電永磁同步電機驅動的穩定性。在性能和定子電流的諧波分析方面對所推薦的四開關三相逆變器驅動器與傳統六開關三相逆變器系統的比較。發現在其性能，降低成本，以及其它固有的有利特征等方面是完全可以接受的。關鍵詞：模糊邏輯和數字信號處理器，內部永磁電動機，逆變器，矢量控制。 引言多年來，傳統的六開關三相逆變器已

3、被廣泛應用于可變速度的交流（AC）馬達驅動器。近來，四開關三相逆變器在不間斷電源和變速驅動器方面的應用我們已做了很多努力1 - 5。這是由于四開關三相變頻器比傳統的六開關三相逆變器有一些優點，比如減少了開關的數目降低了成本，減小了開關損耗，減少了接口電路中為開關提供的邏輯信號的數量，產生邏輯信號的控制算法簡單，減少了由于開關之間較小的相互作用破壞開關的機會，以及減少了實時計算負擔。然而，大多數的四開關三相逆變器受限于異步電機和無刷直流（BLDC）電機系統2 - 5。Takijawa等人4提出了四開關三相變頻器的應用于無刷直流電機系統，其中開采取了開環的脈沖寬度調制（PWM）控制方案。此外，由于

4、沒有磁性凸極性，工作時無刷直流電機比內置式永磁同步電機的控制更容易。報道稱四開關三相變頻驅動器并沒有充分考慮閉環矢量控制方案2 - 4。Larsen 等人5利用四開關三相逆變器閉環矢量控制的感應電動機,并將比例積分(PI)算法用于速度和電流控制。眾所周知，PI算法的缺點是對機器參數的依賴6。此外,描述了四開關三相逆變器工作不充分的研究驅動器的動態性能,盡管它是其中一個高性能驅動的主要擔憂。因此,在此文中用模糊邏輯控制器(FLC)來取代PI控制器。盡管FLC比常規PI控制器很多優勢,在電機的實時控制中FLC有很大的計算負擔。在這種情況下,用四開關三相逆變器來減少一些實時計算負擔將是一個不錯的選擇

5、。如今(rjn)，內置式永磁同步電動機由于(yuy)其高轉矩 - 電流比、大的功率(gngl) - 重量比、高效率、高功率因數和魯棒性,使它日益流行用于變速驅動系統。繞組電流和轉子速度間存在非線性耦合和轉子鐵芯的磁飽和問題所導致電磁發達扭矩非線性的問題，使內置式永磁同步電動機（IPMSM）驅動器的精確速度控制，成為一個復雜的問題。過去大多數關于變速IPMSM驅動器的研究主要集中于對高性能驅動器的控制算法的開發6 - 11。然而，整個驅動系統的成本，簡單性和靈活性，這些最重要的因素并沒有得到很多研究人員的關注。盡管在這方面進行了深入研究，可多數發達的控制系統未能吸引業界的關注。在過去，研究者將多

6、電平變頻器系統應用于高功率場合。再次，如果這種功率級別不需要該逆變器，系統涉及到更多的損耗和復雜的開關算法，。因此，本文的要點之一是開發具有成本效益的、簡單高效、高性能的內置式永磁同步電動機驅動器。在機器人，軋機，機床等設備中使用的高性能電動機驅動器需要快速、準確的響應，速度能在任何干擾下迅速的恢復，以及對參數變化有較高的靈敏度。交流電機的動態特性可以用矢量控制理論進行顯著改善，其中電機的變量被轉換成一個正交集合d-q軸，這樣使得速度和轉矩可以單獨控制。這使IPMSM機有了他勵直流電機性能，同時保持交流電機的一般優點。本文為高性能工業應用系統提出了一種基于四開關三相逆變器供電的高性價比IPMS

7、M模糊控制驅動系統。所提出的四開關三相逆變器供電內置式永磁同步電機驅動與模糊邏輯控制器結合的閉環矢量控制方案是在使用TI TMS320C31數字信號處理器（DSP）和原型1馬力的電機上的實時實施。為了驗證該方法的穩健性，所提出的驅動器的性能都在不同的工作條件下，從理論和實驗方面做了研究。通過在不同的操作條件下的理論和實驗結果可以驗證所提出的模糊邏輯控制四開關三相逆變器供電內置式永磁同步電機驅動的穩定性。在定子電流的總的諧波畸變率和速度響應方面對所推薦的四開關三相逆變器驅動器與傳統六開關三相逆變器系統的比較。發現在其性能，降低成本，以及其它固有有利的特征等方面是合理的。模擬驅動系統整個驅動系統的

8、建模包括了逆變器、IPM電機和控制器的建模，在以下各節對其進行討論。圖 1. IPMSM從四開關(kigun)逆變器饋電。A整流器-逆變器操作(cozu)所述的四開關(kigun)三相電壓源逆變器作為IPMSM電源的電路如圖1所示：該電路由兩部分組成。第一部分是一個從單相獲得電能前端整流器。固定頻率的單相交流輸入由前端整流器開關Tr1和Tr2整流。在直流母線分裂電容器組通過與Tr1和Tr2相關的二極管充電。開關Tr1和Tr2都在同步到AC電源塑造輸入電流成為正弦波的PWM模式下操作。電感器L有助于濾除高次諧波電流。SPWM技術被用來消除幾個低次諧波和控制的操作開關Tr1和Tr2，以確保在電源側

9、有統一的輸入功率因數和控制前端整流器12。第二部分是四開關三相逆變器。兩相a和b是通過兩條線與逆變器相連，而第三相連接的直流環節電容器C1和C2的中心點。四開關逆變器采用四個開關管和四個二極管來控制兩個線電壓Vcb和Vac，而Vba是根據一個分裂電容器組基爾霍夫電壓定律產生的。各電容器兩端電壓的最大峰值等于Vdc。在分析時，逆變器開關被視為理想開關。輸出電壓由兩個臂開關的門控信號和由直流電壓Vdc限定。電動機的相電壓方程可以寫為開關和直流電壓的切換邏輯的函數。其公式為此式中Va，Vb，Vc 電機相電壓;Vdc 電容兩端電壓；SA，SB 輸出的開關變量；將上述方程寫成矩陣形式對于平衡電容電壓，四

10、個開關(kigun)組合產生(chnshng)四個電壓(diny)矢量1，如圖2所示25。表I示出了所述逆變器不同的操作模式和相應的輸出電壓矢量。 圖2 四開關逆變器的開關矢量表I 逆變器的操作模式B. IPMSM 模型一個內置式永磁同步電動機驅動器的數學模型，可以通過以下等式在同步旋轉的轉子的d-q參考坐標系中所述11。眾所周知，以恒定頻率源提供電能的同步電動機是不能自起動的。在這項研究中IPMSM的起動轉矩是由轉子的鼠籠式繞組提供的。所述內置式永磁同步電動機驅動器的啟動過程可以被認為兩種操作模式的疊加：1）非對稱的異步電動機模式；2）磁激異步發電機模式。因此，如果想研究運行過程中是否達到同

11、步，必須考慮到轉子繞組的短路的影響。然而，在模型(mxng)方程（5）-（8）沒有(mi yu)描述(mio sh)IPMSM驅動的異步行為。因此，電機必須從閉環速度控制系統啟動，其中電動機從推薦的四開關三相逆變器饋電。圖 3. 模糊速度控制器。 （a）結構圖。 （b）規則面。C.控制器模型1）模糊速度控制器(FLC)：模糊控制器的框圖如圖3（a）所示，在此用作速度控制器。在這個標準化的FLC中，當前的速度誤差（n）和當前的速度誤差的變化量e（n）是輸入量。本例中q軸控制電流i*q(n)作為輸出。六規則用于所提出的FLC。模糊控制器的各種比例因子(k,ke,ki)是通過反復試驗進行調諧以獲得最

12、佳的驅動器的性能。隸屬函數、規則、以及FLC的詳細發展可以在7中找到。歸一化FLC的規則表面如圖3（b）所示。規則表面提供了對應于所有規則和不同值的輸入的輸出值。FLC被標準化，因此它可用于不同的等級、不同類型的電機。2）電流控制器：兩個獨立的正弦帶滯環電流控制器用于強制相a和b的電流跟隨他們的命令。這些命令產生于矢量控制和速度控制環?？刂破鞯妮敵鲇兴膫€邏輯形式。這些邏輯是用來打開和關閉逆變器電源開關?；诒究詈鸵郧暗目刂品桨?，整個驅動系統如圖4所示。對于所提出的控制方案，定子電流id的d軸分量設置為零，以便控制電機達到額定速度。如果想控制電機高于額定轉速，眾所周知的弱磁算法可以與所提出的技術

13、結合13- 15。圖.4 從一個(y )四開關逆變器饋電(ku din)的IPMSM的控制(kngzh)方案III 仿真和實驗結果實驗設置為了驗證所提出的逆變器的配置及其控制策略的有效性，利用Matlab/ Simulink的軟件，根據圖 4 繪制計算機模擬模型16。然后，將實驗實施控制方案進行根據圖5。圖 5 IPMSM驅動器的控制設置實驗裝置包括一個DSP板DS110217，它是一個基于32位浮點DSP TI TMS320C31。該板還配備了一個用作從屬處理器的定點16位TMS320P14 DSP，在這項工作中，從屬處理器作為數字輸入/輸出子系統工作。兩相電流值ia和ib由霍爾效應電流傳感

14、器測得。這些電流通過信號調節電路饋送到DSP中。另外，轉子的位置由增量式編碼器檢測，并送到DSP板的編碼器接口。控制算法是用C語言編寫，通過TI C編譯器編譯后生成的目標代碼。然后，使用dSPACE的ConrolDesk軟件將所生成的目標代碼通過主機計算機下載到DSP板17。板子的輸出是四個邏輯信號，這四個信號通過驅動器/隔離電路饋送到提出四開關三相逆變器。實驗中的采樣時間定為100s。詳細的實驗過程可以在8中找到。實驗IPM電機的設計數據在附錄中給出。B.結果(ji gu)與討論在不同的動態操作(cozu)條件下對提出(t ch)的FLC-基于四開關三相逆變器饋電內置式永磁同步電機的性能在仿

15、真和實驗中進行了廣泛的研究。實驗結果如下，圖 6顯示了在仿真中所提出的四開關三相逆變器饋電內置式永磁同步電機驅動的啟動響應。為了公平的比較，常規六開關三相逆變器為基礎的IPMSM驅動在相同條件下的起始響應仿真如圖7所示。它被認為在圖6（a）與圖7（a）中可以看到，這兩種情況，該驅動器幾乎同時可以跟隨指令速度。FLC的有效性是由無超調、無沖，速度響應零穩態誤差來說明的。在圖6和圖7還可以看出，其穩態相電流、諧波失真和所提出的四開關三相逆變器為基礎的IPMSM驅動器的轉矩響應也比得上常規六開關三相逆變驅動器。轉矩脈動在提出的逆變器上有點高，但仍處于可接受的范圍。ia在不同速度條件下的諧波頻譜顯示如

16、圖8，其顯示了在額定轉速條件下常規六開關三相逆變器諧波畸變率的可接受水平。提出的FLC-基于四開關三相逆變器為基礎的IPMSM驅動器的魯棒性，仿真中也驗證了指令速度的突然變化和負載的變化，如圖 9和圖 10所示，電機轉矩被設為2N m。在圖 10中，電動機負荷最初設在0.5N m，在t =0.3秒時負荷突然增加至2 Nm，在t =0.6秒時，負荷再次降回0.5Nm以下。顯而易見，圖10（b）中輕負載條件下有一個穩態速度誤差。這可能用于額定負載條件作為控制動作的FLC設計，有太多的控制作用。然而，在穩態誤差幾乎可以忽略不計。也在速度逆轉的情況下，對提出的驅動器的性能進行了測試。結果如圖11所示。

17、結果表明，該驅動器可以準確、快速的扭轉的速度。實驗啟動響應包括速度，相電流ia，穩態電流ia、ib和ic，以及ia在額定轉速下的高次諧波的頻譜如圖12所示。圖12（a）示出，所提出的驅動器的實際速度無誤差的跟隨指令速度。反過來，這些將驗證仿真結果。為了安全操作，被施加到逆變器電壓盡可能快的通過自耦變壓器及整流安排。由于兩通道示波器的限制，定子瞬時電流被儲存在電機的另一啟動條件中。在圖12（a）所示的瞬態響應速度和圖12（b）所示的電流響應之間的相關性，在過渡時間有點不同。因為電壓是通過一個自耦變壓器手動的在不同的時間使用。對于示波器相同的限制，在同一時間儲存兩穩態定子電流，如圖12（b）和（c

18、）所示。穩態電流顯示逆變器的均衡操作。在定子電流Ia的畸變率是23.75。相比于基于PI控制器逆變器供給驅動器18，它是可以接受的。為了提供一個對比，常規逆變器供給驅動在相同條件下的實驗穩態電流ia和其諧波譜如圖13。在圖12和13中，所提出的四開關三相逆變器供電IPMSM驅動器性能是更接近傳統的三相逆變器饋電驅動。圖14中通過對變化的指令速度步驟和逐步提升負荷實驗，使建議驅動器的魯棒性進一步驗證。圖14（a）所示，電機最初運行在在130弧度/秒、1 Nm，然后在線增加參考速度從130弧度/秒到188.5弧度/秒運行。圖14（b）中，電機最初在額定速度以1 Nm的負載運行，然后，通過一個測力計

19、增加負載從1Nm到2 Nm運行。當負載增加過程中，出現了一個大約5弧度/ s的速度傾斜，但該驅動器迅速恢復額定轉速。顯而易見，如圖14（a）和（b），該驅動器能夠在參考速度下在線處理的變化和實時處理幾乎不敏感的負載擾動。因此，已經發現所提出的驅動系統在工業應用具有非常高的性價比。圖 6 仿真(fn zhn)提出(t ch)的四開關(kigun)三相逆變驅動器在額定轉速和額定負載條件下的啟動響應。（a）速度（b）開發的扭矩（c）穩態三相電流（d）ia諧波頻譜圖7 仿真(fn zhn)傳統(chuntng)六開關(kigun)三相逆變驅動器在額定轉速和額定負載條件下的啟動響應。速度（b）開發的扭矩

20、（c）穩態三相電流（d）ia諧波頻譜圖 8 所提出(t ch)四開關(kigun)三相逆變器饋驅動器在不同(b tn)的速度下，ia的諧波譜。(a) 150 rad/s. (b) 100 rad/s.圖 9 在階躍信號下該驅動器的速度的模擬響應。 （一）速度(sd)。（二）電流Ia。圖 10 該驅動器的負載(fzi)階躍變化的模擬響應。 速度(sd) （b）速度誤差 （c）定子電流 ia圖 11 提出的IPMSM驅動器在速度指令的翻轉時模擬速度響應。圖 12.提出(t ch)的驅動的實驗(shyn)啟動(qdng)響應。（a）速度 （b）定子電流ia （c）穩態電流ia和ib（d）穩態電流ia

21、和ic （e）定子電流ia的諧波頻譜圖 13 傳統(chuntng)六開關(kigun)三相逆變器饋r電驅動(q dn)實驗響應穩態電流ia。 （b）ia的諧波頻譜。IV 結論高性價比的四開關三相逆變器饋電結合了模糊控制器的內置式永磁同步電動機（IPMSM）驅動器驅動1馬力的電機采用TI DSP TMS320C31 已經做了開發，模擬和成功實時實施。所提出的四開關三相逆變器為基礎的驅動器相比于常規六開關三相逆變器為基礎的驅動器減少了逆變器的成本，開關損耗，以及控制算法和接口電路的復雜性。矢量控制方案已被納入集成驅動系統來實現高性能。作為速度控制器FLC的加入提高了驅動器的耐用性。為了驗證該方法

22、的穩健性，在不同工作條件下，對所提出的FLC-基于四開關三相逆變器饋電內置式永磁同步電動機驅動器的性能在理論和實驗方面進行了研究。在相同操作條件下，在定子電流總的諧波畸變率和響應速度方面對所提出的四開關三相逆變器饋電IPM電機驅動與常規六開關三相逆變器饋電驅動器的性能做了比較。高性能工業變速驅動應用中所提出的四開關三相逆變器饋內置式永磁同步電動機驅動器是穩定的和可接受的正考慮降低其成本，以及其它的有利特征。 附錄(fl)見表 表 設計參數(cnsh)測試IPM電機參考文獻1F. Blaabjerg, D. O. Neacsu, and J. K. Pedersen，“自適應SVM來補償(bch

23、ng)四開關，三相電壓源逆變器直流母線電壓紋波“，碩士論文。電力電子，第14期， 第4號，743-751頁，1999年7月。2 C. B. Jacobina, M. B. R. Correa, E. R. C da Silva, and A. M. N. Lima,“針對低功耗應用的感應電機驅動系統”。會議記錄，IEEE工業應用學會（IAS）。會議，新奧爾良，洛杉磯，1997年，第605-612頁。3 R. J. Cruise, C. F. Landy, and M. D. McCulloch, “評估降低的拓撲相位變換器操作三相感應電動機，”會議記錄，國際電力傳動大會（IEMDC）。會議，華

24、盛頓州西雅圖，1999年，第466-468頁。4 S. Takijawa, M. Tabata, T. Tanigawa, S. Igarashi, and K. Kuroki, “基于四開關三相逆變器的無刷直流電動機高效率的驅動技術“，草案，國際電力電子會議（IPEC），東京，日本，2000年，第1692-1697頁。5 J. S. Larsen, K. Jespersen, M. R. Pedersen, F. Blaabjerg, and J. K.Pedersen,“基于分量最小的單相到三相的AC / DC/ AC轉換器的完整數字控制，“在PROC。 IEEE工業電子協會（IECON）

25、會議。德國亞琛，1998年，第618-625頁。6 A. Rubaai, D. Rickattes, and M. D. Kankam,“無刷驅動器的自適應模糊神經網絡控制器的制定和實施，” HYPERLINK /refbook/detail.aspx?recid=R2006072300000279&dbname=CRFD IEEE工業應用匯刊，第38期，第 2號，第441-447頁，三月/四月2002年。7 M. N. Uddin and M. A. Rahman,“基于模糊邏輯速度控制的永磁同步電機驅動，”J.進階COMPUT。 INTELL，第4期，第 3號，第212-219頁，2000

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29、RLINK /refbook/detail.aspx?recid=R2006072300000279&dbname=CRFD IEEE工業應用匯刊，第30期，6號，第1632-1637頁，11月/12月1994年。15 M. N. Uddin, T. S. Radwan, and M. A. Rahman,“內置式永磁同步電機在寬轉速范圍內的性能，”IEEE能源轉換，第17期，1號，第79-84頁，2002年3月。16 MATLAB，Simulink的用戶指南，MathWorks公司，納提克，MA，2003。17 DSP手冊指南，dSPACE的，帕德博恩，德國1999年。18 M. N. Ud

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31、的博士學位。 目前，他在湖首大學的電子(dinz)工程系從事教學和科研，職位：副教授。1994年1996年在孟加拉工程技術大學擔任(dnrn)講師；1996年至1997年在孟加拉工程技術大學(dxu)擔任助理教授；1999年至2000年在北大西洋學院擔任過講師；1997年9月至2000年8月在紐芬蘭大學讀博士期間擔任教學助理。2001年1月至2001年5月，他在南阿拉巴馬大學電氣和計算機工程系擔任助理教授；2001年5月至2001年8月，在紐芬蘭大學繼續博士后研究。他有十余年的全職教學的經驗，發表文章50多篇。他的研究領域包括電力電子，電機驅動和神經網絡的應用和電力設備的模糊控制。烏丁博士是加拿大安大略省注冊專業工程師。他在2004年獲得由IEEE / IAS / IACC委員會頒發的一等獎論文獎。同年，獲得湖首大學的教學及科研貢獻獎。 陶菲克S.拉德萬，1963年出生于埃及的加爾比耶。他分別于1986年、1992年、1996年獲得了Menoufiya大學電氣工程的學士學位、碩士學位和博士學位。1986年，他成為Menoufiya大學的講師，1992年成為助理講師，1996年成為助理教授，2002年成為副教授。從1994年1月至1996年1月，他在加拿大圣約翰的紐芬蘭紀念大學，在學術頻道節目走向完成博士學位論文。在1997-1999年，2