1、12 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 射頻識別技術在工作頻率13.56 MHz和小于135 kHz時，基于電感耦合方式（能量及信息傳遞以電感耦合方式實現），在更高頻段基于雷達探測目標的反向散射耦合方式（雷達發射電磁波信號碰到目標后攜帶目標信息返回雷達接收機）。 電感耦合方式的基礎是電感電容（LC）諧振回路及電感線圈產生的交變磁場，它是射頻卡工作的基本原理?；诶走_探測目標的反向散射耦合方式的基礎是電磁波傳播和反射的形成，它用于微波電子標簽。 實現射頻能量和信息傳遞的電路稱為射頻前端電路，簡稱為射頻前端。 22 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端2.1閱讀器天線電

2、路2.1.1 閱讀器天線電路的選擇 （a）串聯諧振回路 （b）并聯諧振回路 L C L C C1 C2 初級 線圈 次級線圈 （c）具有初級和次級線圈的耦合電路 在閱讀器中，串聯諧振回路具有電路簡單、成本低，激勵可采用低內阻的恒壓源，諧振時可獲得最大的回路電流等特點，被廣泛采用。 32 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端2.1.2串聯諧振回路1、電路組成R1是電感線圈L損耗的等效電阻，RS是信號源sV的內阻，RL是負載電阻，回路總電阻值R=R1+RS+RL。 圖2.2 串聯諧振回路42 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 2、諧振及諧振條件1jjsssVVVIZRX

3、RLC回路電流I 22221ZRXRLC阻抗 相角 1arctanarctanLXCRR52 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端10XLC從路的諧振條件 01LC012fLC001LLCC是諧振回路的特性阻抗62 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 3、諧振特性 串聯諧振回路具有如下特性：（1）諧振時，回路電抗X=0，阻抗Z=R為最小值，且為純阻（2）諧振時，回路電流最大，且電流和信號源同相。（3）電感與電容兩端電壓的模值相等，且等于外加電壓的Q倍。0LsVjQV0CsVjQV 72 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端回路的品質因數 00111LLQR

4、CRRCR 通常，回路的Q值可達數十到近百，諧振時電感線圈和電容器兩端電壓可比信號源電壓大數十到百倍，在選擇電路器件時，必須考慮器件的耐壓問題。82 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端4、能量關系 設諧振時瞬時電流i為：電感L上存儲的能量為：電容C上存儲的能量為：則電感L和電容C上存儲的能量和為：W是一個不隨時間變化的常數，這說明回路中存儲的能量保持不變，只在線圈和電容器間相互轉換。 0sin()miIwt222011sin ()22LmwLiLIwt222011cos ()22CcmwCvLIwt2012CLmwwwLI92 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端當諧

5、振時，電阻R上消耗的平均功率為：在每一個周期T內，電阻R上消耗的能量為：則： 2012mPRI200112RmwPTRIf20200121122mCLRmLIwwQwRIf102 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端5、諧振曲線和通頻帶（1）諧振曲線 回路中電流幅值與外加電壓頻率之間的關系曲線，稱為諧振曲線。任意頻率下的回路電流與諧振時的回路電流之比為：000000111j()1j()1j ()IRLIRLQCR取其模值 m2220m20001111211IIQQ112 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 根據上式畫出諧振曲線圖2.3 串聯諧振回路的諧振曲線 由圖可見

6、Q值越高，諧振曲線越尖銳，回路的選擇性越好。122 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 （2）通頻帶 諧振回路的通頻帶通常用半功率點的兩個邊界頻率之間的間隔表示，半功率的電流比Im/I0m為0.707 。Q值越高，通頻帶越窄，（選擇性越好）。通頻帶 200.7002122BW2222fQQ132 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 2.1.3電感線圈的交變磁場 1.磁場強度H和磁感應強度B 安培定理指出，電流流過一個導體時，在此導體的周圍會產生一個磁場 。(/)2iA maH圖2.5 載流導體周圍的磁場0rBu u H是真空磁導率， 是相對磁導率142 2 電感耦合

7、方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 2、環形短圓柱形線圈的磁感應強度 在電感耦合的RFID系統中，閱讀器天線電路的電感常采用短圓柱形線圈結構 。離線圈中心距離為r 處P點的磁感應強度 大小為：20 11Z0Z3 2222i N aarBH152 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 （1）磁感應強度B B和距離r的關系 （a ） （b） i1 P v1=V1msin(t) BZ 線圈 a r X Y Z O 11Z02i NaBr a時 211Z00Z32i N arBH從線圈中心到一定距離磁場強度幾乎是不變的，而后急劇下降，其衰減大約為60dB/10倍距離。162 2 電感耦合

8、方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 上述結論適用于近場，近場是指從線圈中心處距離小于 的范圍：頻率小于135kHz的 大于353米；頻率小于13.56MHz的 大于3.5米；2rrrr172 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端(2)最佳線圈半徑a 當線圈半徑a一定時，在r=0.707a處可獲得最大場強。2ar182 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 2.2應答器的天線電路 2.2.1應答器天線電路的連接 （1）MCRF355和MCRF360的天線電路 Microchip 公司的13.56 MHz應答器（無源射頻卡）MCRF355和MCRF360芯片的天線電路 1

9、92 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 （2）e5550芯片的天線電路 工作頻率為125 kHz，電感線圈和電容器為外接。 202 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端2.2.2并聯諧振回路1、電路組成與諧振條件 串聯諧振回路適用于恒壓源，即信號源內阻很小的情況。 如果信號源的內阻大，應采用并聯諧振回路。 在研究并聯諧振回路時，采用恒流源（信號源內阻很大）分析比較方便。 212 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端在實際應用中，通常都滿足wLR1，因此并聯回路兩端間的阻抗為：由上式可得到另一形式的并聯諧振回路：式中， 為電導， 為電納。 1111()11

10、1()()RjwLjwCZCRRjwLj wCjwCLwL1bwCwL11pCRgLR111()CRYgjbj wCZLwL222 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 2.2.3串并聯阻抗等效互換 22222222112222222222(j)()jjjxRXR XR XZRRXRXRXRX2222122222221/xR XRRRRXRX2222122222221/R XXXRXXR232 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端2.3閱讀器和應答器之間的電感耦合 法拉第定理指出，一個時變磁場通過一個閉合導體回路時，在其上會產生感應電壓，并在回路中產生電流。 當應答器進

11、入閱讀器產生的交變磁場時，應答器的電感線圈上就會產生感應電壓，當距離足夠近，應答器天線電路所截獲的能量可以供應答器芯片正常工作時，閱讀器和應答器才能進入信息交互階段。 2 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 2.3.1應答器線圈感應電壓的計算 當 時，則 （2.57）20 122223 222ddddcosdddd2i avNNSNaStttar B22ddddvNtt 2NSB dcos1a 201211222 3/22()u N N a SdidivMardtdt 252 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 2.3.2應答器諧振回路端電壓的計算 應答器天線電路的

12、等效電路 應答器諧振回路的端電壓 應答器的等效電路262 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 V2是電感線圈L2中的感應電壓，R2是L2的損耗電阻，C2是諧振電容，Rl是負載， 是應答器諧振回路兩端的電壓。當 達到一定電壓值，就可產生應答器芯片正常工作所需的直流電壓。 經過串、并聯阻抗等效互換后，得到相應的等效電路。 當電路諧振時， （2.59） （2.57） 2v2v22vv Q 201211222 3/22()u N N a SdidivMardtdt 272 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 將2.57代入2.59，得到以下式子。 （2.60） （2.61）

13、 （2.62） 201223 222dd2iN N a SivQtar 2012212z3/222cos22mN avQ N SItfN SQar B201z13/222cos2mN aItarB282 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端例2.1 MCRF355芯片工作于13.56MHz,其天線電路封裝在ID-1型卡中，卡尺寸為85.6mm*54m*0.76mm,當MCRF355芯片天線電路上具有4V（峰值）電壓時，器件可達到正常工作所需的2.4V直流電壓。設其天線電路的Q值為40，線圈匝數N2=4，試求閱讀器電感線圈的電流值。解： 根據式（2.61）計算 值 再按2.62計算閱

14、讀器線圈的電流 22 3/21 1202()zarN iBu a2z22vfN SQB292 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 2.3.3應答器直流電源電壓的產生 圖2.17 應答器直流電源電壓的產生 302 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 2.3.3應答器直流電源電壓的產生 （1）整流與濾波 天線電路獲得的耦合 電壓經整流電路后變換為單極性的交流信號，再經濾波電容Cp濾去高頻成分，獲得直流電壓。 采用MOS管的全波整流電路 312 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 2.3.4負載調制 應答器向閱讀器的信息傳送時采用 負載調制。 1、耦合電路模

15、型322 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端Vi是正弦電壓，Rs為其內阻，R1是電感L1的損耗電阻，M是互感，R2是電感L2的損耗，RL是等效負載電阻。為分析方便，將其中的并聯電路轉為串聯電路。332 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 2、互感耦合回路的等效阻抗關系 12111jZ IM IV1222j0M IZI1121122VIMZZ11222211j MVZIMZZ 為初級回路自阻抗， 為次級回路自阻抗。342 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 3、電阻負載調制 負載調制有電阻和電容負載調制兩種。電阻負載調制原理圖如下圖所示。 開關S用于控制

16、負載調制電阻Rmod的接入與否，開關S的通斷由二進制數據編碼信號控制。 圖2.11 電阻負載調制的原理圖 352 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端二進制數據編碼信號用于控制開關S。當二進制數據編碼信號為“1”時，設開關S閉合，則此時應答器負載電阻為RL和Rmod并聯；而二進制數據編碼信號為“0”時，開關S斷開，應答器負載電阻為RL。應答器的負載電阻值有兩個對應值，即RL（S斷開時）和RL與Rmod的并聯值RL/Rmod（S閉合時）。 362 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 圖2.11的等效電路圖如下圖所示： 圖2.11 等效電路圖372 2 電感耦合方式的射頻

17、前端電感耦合方式的射頻前端（1）次級回路等效電路中的端電壓 設初級回路處于諧振狀態， 其中， 為RL和Rmod的并聯值。當進行負載調制時， 小于RL，因此 電壓下降。在實際電路中，電壓的變化反應為電感線圈L2兩端可測的電壓變化。2CD2f222Lm11jjVVRRLCR382 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端（2）初級回路等效電路中的端電壓 設次級回路處于諧振狀態， 當 在負載調制時，反應在初級回路的 狀態是反射電阻Rf1變化，體現為電感 線圈1兩端電壓的變化，即等效電路中 端電壓 的變化。 負載調制時， 增加， 也增加。ABVABV1fRABV392 2 電感耦合方式的射頻前

18、端電感耦合方式的射頻前端 （3）電阻負載調制數據信息傳遞的原理 （a）是應答器上控制開關S的二進制數據編碼信號， （b）是應答器電感線圈上的電壓波形， （c）是閱讀器電感線圈上的電壓波形， （d）是對閱讀器電感線圈上的電壓解調后的波形。 402 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 4、電容負載調制 電容負載調制是用附加的電容器Cmod代替調制電阻Rmod 412 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 電容負載調制電容負載調制時初、次級回路的等效電路 422 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 電容負載調制時， 的加入使次級電壓下降。 電容負載調制時， 的

19、加入使初級電壓增加，并且相位也發生變化。 電容負載調制時，數據信息的傳輸過程基本和電壓負載調制相似，只是閱讀器兩端電壓會產生相位調制的影響。modCmodC432 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 2.4功率放大電路 功率放大電路位于RFID系統的閱讀器中，用于向應答器提供能量。 采用諧振功率放大器 分為A類（或稱甲類）、B類（或稱乙類）、C類（或稱丙類）三類工作狀況 在電感耦合RFID系統的閱讀器中，常采用B，D和E類放大器 442 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 2.4.1 B類功率放大器 1、基本工作原理 采用兩個特性相同的功率管接成推挽電路，它使一管在

20、正半周導通，另一管在負半周導通，而后在負載上將它們的集電極電流波形合成，就可獲得完整的正弦波。 因此， B類推挽電路必須具備兩管交替工作和輸出波形合成的兩個功能。452、典型應用電路（1）電路結構與工作原理圖2.26為125 kHz閱讀器的B類放大器 46125KHz通常采用4M晶振，分頻后輸出125KHz方波。L3，C4和C5組成濾波網絡，該帶通濾波器的中心頻率 ：125KHz方波經過三個非門輸出提高源的帶負載能力。03124534511125 kHz1800 68002 1 1010218006800fC CLCC47VT1組成射級跟隨器，輸出的正弦信號的正半周使VT2導通，負半周使VT3

21、導通，實現兩管交替導通和輸出波形合成。二極管VD1和VD2的正向壓降為兩推挽管提供合適的偏置電壓，減少非線性失真。48L1C1串聯諧振頻率為125K， 125K的交變電流通過L1，產生的磁場作用于應答器。諧振時C1兩端的電壓為源電壓的Q倍，所以C1 的耐壓為200v.R2和R2為限流電阻，可以調整，從而使L1C1串聯諧振回路的電流值合適，并使VT2和VT3的電流值處于安全范圍內。492 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 （2）功率傳輸 圖2.27為2.26的等效電路圖。圖2.27 等效電路 V1是P點的正弦電壓，Rs是晶體管VT2和VT3的導通電阻，R2是兩晶體管發射極所接電阻

22、。R1是L1的損耗電阻，Rf1是次級反射電阻，Xf1是次級反射電抗。從阻抗匹配的條件下負載可獲得最大功率考慮，則應滿足 2f12s122MRRRRR502 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 （2）功率傳輸 圖2.27 等效電路 為使功率放大器的輸出功率絕大部分能輸出到負載上，希望反射電阻Rf1遠大于作為能量傳輸中介回路電感、電容自身的損耗電阻（R1）。512 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端2.4.2 D類功率放大器D類諧振式功率放大器有電壓開關型、電流開關型等電路形式 1、準互補電壓開關型D類功率放大器（1）電路結構與工作原理522 2 電感耦合方式的射頻前端

23、電感耦合方式的射頻前端Vs為激勵信號，是一個方波。變壓器T1實現倒相，使VT1和VT2只有一個導通或截止，從而P點電壓也是方波。兩管的集電極和發射極之間的電壓為方波，所以稱為電壓開關型。由于L1C1的選頻作用，電流i1和i2是半正弦波形，它們流經負載電阻Rl是反向的，因此它們組合構成的電流i0是正弦波。53波形圖如圖2.29所示。圖2.29 電壓、電流波形圖542 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 （2）功率放大器效率 （a）輸出功率P0電流基波幅值 CCCESCESomL()2VVVIR負載電阻RL上的輸出功率 2CCCES20omL2L2122VVPIRR552 2 電感耦

24、合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 （b）直流電源供給額的輸入功率Pi(c)效率功率放大器的效率 的提高有利于提高效率。 飽和壓降越低越好。CCCESom2L212iCCCCVVPVIVR2oCCCESiCCPVVPV562 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端（3） L1C1諧振回路 在L1C1諧振回路的設計上應注意下述問題 L1C1諧振回路應準確調諧于激勵信號的基波頻率上 為保護功率放大管，可在其集電極C和發射極E間并接一個保護二極管 諧振回路中的負載RL在電感耦合方式的RFID系統中很容易理解為應答器反射電阻Rf1和電感線圈損耗電阻R1之和 572 2 電感耦合方式的射頻

25、前端電感耦合方式的射頻前端（4）輸入回路 基極電阻Rb用于提高晶體管輸入阻抗，保證發射結不被過高的激勵電壓擊穿， Rb值為幾至幾十歐姆。 它可以調節激勵電流的大小，功率放大器輸出功率越大， Rb應越小。582 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 2、電流開關型D類功率放大器 （1）電路結構與工作原理 電流開關型D類功率放大器的原理圖。592 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 電感L1和電容C1構成并聯諧振回路，L4為大電感，也稱為扼流圈，防止交流信號干擾Vcc。 電容Cb用于使加到基極的電壓變化為正負極性，加速晶體管的工作狀態轉換過程。 4個二極管為功率管的保護二

26、極管。 激勵源為方波信號，當兩個晶體管輪流導通，每管的電流波形是方波，所以稱為電流開關型。 兩晶體管集電極電壓為半波正弦波，負載電阻RL上的電壓為正弦波。電流開關型的波形圖圖2.31 波形圖612 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 （2）電壓開關型Vs電流開關型 在電壓開關型電路中，兩管是與電源電壓VCC串聯的。電流開關型電路中，兩管與電源電壓VCC并聯。 電壓開關型電路中，兩管集電極電流是正弦半波，集電極與發射極間電壓為方波，負載流過的電流是正弦波。電流開關型電路中，兩管集電極電流是方波，集電極和發射極間電壓是正弦半波，負載兩端電壓是正弦波。 在電流開關型電路中，電流是方波，

27、電壓開關型電路中，兩管集電極電流是正弦半波622 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 2.4.3傳輸線變壓器耦合功率放大器 1、傳輸線變壓器構成的反向功率合成器電路具有兩種方式：一種按傳輸線方式來工作，另一種是按照變壓器方式工作。 632 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端2、傳輸線變壓器的工作原理 傳輸線方式中，它的兩個線圈中通過大小相等、方向相反的電流，磁心中的磁場正好相互抵消。 磁心能使繞在它上面的短線具有較大的感抗，這樣在高頻時其等效電路如下圖所示。而短線構成了傳輸線，其能量傳輸依靠線圈間分布電容的耦合作用實現。 普通傳輸線圖 傳輸線變壓器等效電路圖 642

28、 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 傳輸線可以看成由許多電感、電容組成的耦合鏈，當信號U1加在輸入端（1、3）時，由于傳輸線間電容較大，因此信號源向電容C1充電儲能，而C1又通過電感L1放電，使電感儲能，電能變磁能，如此循環，直至把電磁能送到終端負載。如果忽略導線的損耗，這樣負載可以取得信號源的全部能量。 在變壓器方式中，線圈中有激磁電流，并在磁心中產生公共磁場，有磁心功率損耗。此時初、次間的能量傳輸主要依靠線圈的磁耦合作用。 652 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 傳輸線變壓器的最主要問題是傳輸線的分布參數的均勻度和傳輸線的阻抗。一般業余都用雙絞線、三絞和漆

29、包線繞制 ，容易產生不均勻性和阻抗的不確定性。 專業的一般使用同軸電纜繞制，主要優點是分布參數均勻，阻抗確定。普通同軸電纜比較硬，所以使用聚四氟乙烯同軸電纜。 662 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 3、1:1傳輸線變壓器 如果傳輸線是理想的無損耗的，其特征阻抗Zc為純電阻，且呈現在輸入端間的輸入阻抗zi和 Zc相等。因此對于無損耗和終端匹配的傳輸線，不論加入什么頻率，向傳輸線始端供給的功率就不變，它通過傳輸線全部被負載電阻RL吸收。672 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 3、1:1傳輸線變壓器 （a）倒相 RL RS v 1 3 2 4 （b） 平衡 不平

30、衡轉換 RS RS v1 v2 1 3 2 4 RL RS v 1 3 2 4 RL/2 RL/2 （c）不平衡 平衡轉換 1:1傳輸線變壓器應用 682 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 4、1:4傳輸線變壓器 如果通過RL的電流為i,信號源端的電壓為v,則在RL上產生的電壓為2v,信號源提供的電源為2i.信號端呈現的輸入阻抗 L1 21244ivvRRii傳輸線的特性阻抗 CL1 2122vvZRii692 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 5、反向功率合成器電路分析v1和v2為晶體管VT1和VT2的集電極電壓，很顯然在輸入開關信號激勵下，兩管集電極電壓為方

31、波，且電壓反相。兩管集電極電流為正弦半波，各電流的方向如箭頭所指。 702 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 即相應的流過電容器C2的電流ic2為：如果兩管電流等值，則ic2=0，因此1端無功率輸出。由于T2兩繞組上的電壓相等，因此v1=v2=vd/2。 12ddiiiii121()2diii121()2iii2122()Ciiii712 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 L1C1為串聯諧振回路，諧振于激勵信號的基波頻率，因而在基波頻率下，電抗值為0。T3為1：1平衡-不平衡轉換器，因而呈現在DD端的阻抗值為RL，因此兩管輸出的等值功率在負載RL上相加（ ） 實

32、現了功率合成。 C2和C3是高頻旁路電容，所以T3的4端和T2的1端相當于交流接地。 如果將RL看成有RFID系統中應答器的反射電阻等組成，則電路的其他部分就是閱讀器的功率輸出電路，由于具有寬頻帶、效率高的特點，它是閱讀器功率輸出電路，特別是多頻段閱讀器功率輸出電路的優選之一。1 12 2d dv iviv i722 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 2.4.4 E類功率放大器 單管工作于開關狀態，諧波成分主要為二次諧波。它選取適當的負載網絡參數，以使它的瞬態響應最佳。 當開關導通（或斷開）的瞬間，只有當器件的電壓（或電流）將為零后，才能導通（或斷開）。732 2 電感耦合方式的射頻前端電感耦合方式的射頻前端 1、基本電路 （1）基本電路組成電感L2為恒流電感，L1C1為選頻串聯諧振回路，RL為負載電阻，C2為外加電容。E類功率放大器基本電路 742 2 電感耦合方式的射頻