1、第16卷第1期2018年1月電源學報JournalofPowerSupplyVol.16No.lJan.20181X)1：10.13234/j.issn.2095-2805.2018.1.52中圖分類號:TM464文獻標志碼：A高頻隔離型準Z源逆變器的建模與分析李山巳司文旭七陳艷】，2,崔森，2(1.重慶理工大學電氣與電子工程學院,吏慶400054；2.慶市能源互聯網工程技術研究中心,重慶400054)摘要：為了研究高頻隔離型準Z源逆變器的內在特性及Z源網絡冬器件對其動態勝能的影響。對高頻隔離型準Z源逆變器在電流連埃模式下.采用狀態空間平均法對該逆變器點流務建模，再利用小信號擾動獲得控制與輸出

2、的傍遞函數，為高頻隔離型準Z源逆變器設計控制策略提供理論像據。由于偉透函數存在右半平面零點.說明避變器具有非最小相位輸出的特性。利用控制與輸出的傳送函數研究高頗隅離型準Z源無源組件對系統零極點的影響.進而研究對系統動態性能的影響。通過Saber軟件進行仿企驗證所建立模型的正確性和分析的合理性。關鍵詞：準Z源逆變器；隔離型；小信號建模;Saber仿京ModelingandAnalysisofHigh-frequencyIsolatedQuasi-ZSourceInverterLIShanu,SIWenxuu,CHENYanu,CUISen1-2(1.SchoolofElectricalandEl

3、ectronicEngineering.ChongqingUniversityofTechnology.Chongqing400054,China;2.ChongqingEnergyEngineeringTechnologyResearchCenteroftheInternet.Chongqing400054.China)Abstract：Tostudytheeffectoftheinherentcharacteristicsofhigh-frequencyisolatedquasi-ZsourceinverterandtheZ-sourcenetworkdevicesonIheinverte

4、r'sdynamicperformance,slatespaceaveragingmell>o(lisusedinacontinuouscurrentmodetomodeltheinverteronilsDCside.Afterwards,smallsigna】perturbationisusedIoobtainthecontrolandoutputtransferfunction,whichprovidesatheoreticalbasisforIhedesignandcontrolstrategyforthehigh-frequencyisolatedquasi-Zsourc

5、einverter.Thetransferfunctionexistsattheright-half-planezero,indicatingthattheinverterhaslhecharacteristicsofnon-inininiumphaseoutput.Tliecontrolandoutputtransferfundionisusedtostudytheinfluenceoflhehigh-frequencyisolatedquasi-Zsourcepassivecomponentsonthesystem'szero-pole,andfurtherstudyIheirin

6、fluenceonthesystem'sdynamicperformance.TliecorrectnessoflheestablishedmodelandtherationalityoftheanalysisaresimulatedandverifiedbysoftwareSaber.Keywords：quasi-Zsourceinverter:isolationtype：smallsignalmodeling：Sabersimulation收稿日期：2016-03-30；修回日期：2017-06-18基金項目：國家自然科學基金資助項H(51607020)；慶市科委某礎科學與前沿技術

7、研究(一般)資助項R(cStc2016jcy-jA0324)；重慶市教委科學技術研究資助項目(KJ1709209)；敢慶理工大學研究生創新基金重點資助項目(YCX2O161O4)ProjectSupportedbyNationalNaturalScienceFoundalionofChina(51607020):lheBasicandFrontierResearchProgramofChongqingMunicipality(cstclOl6jcyjA0324);theFoundationofChongqingMunicipalEducationCommittee(KJ1709209);Gra

8、dualInnovationEuikIofChongqingUniversityofTechnol-ogy(YCX2016104)隨著全球能源的危機，特別是不可再生資源的持續降低，各個國家都先后步入新能源的研究行列。在過去的研究當中，分布式發電占據很大一部分比例。由于這些分布式發電，易受環境變化的影響，使其輸出的電壓波動比較大。因此需要一些特殊的逆變器進行穩壓穩頻，進而供給廣大用戶使用。傳統的電壓源逆變器和電流源逆變器由于采用兩級變換結構，增加其控制的復雜程度，同時降低系統的整個效率。為此研究者先后提出不同的新型逆變器。其中,Z源/準Z源逆變器是目前研究較多的一類逆變器，該類逆變器不但可以實現

9、升降壓的口的，而且還使原來的兩級結構降低一級結構，既提升系統效率，又降低控制復雜程度。因此，這類逆變器得到了廣泛的使用與研究。為了研究ZSI/QZSI源逆變器拓撲特性，設計ZSI/QZS1源逆變器控制器。文獻1對模型進行動態建模和分析；文獻提出ZSI/QZSI光伏并網系統的電容電壓恒壓控制策略，實現了ZSI/QZSI光伏并網系統的閉環控制和最大功率點跟蹤，同時可確保在同等輸出輸入電壓比的情況下開關器件電壓應力最??；文獻3對ZSI/QZSI的升壓控制策略進行研究；文獻4提出新的DC/DC升壓變換器拓撲用于分布式發電系統，該拓撲包含電壓反饋、單相隔離、倍壓整流變壓器，增加了轉換器的功率密度；文獻|

10、5提出了輸入串聯輸出并聯隔離DC/DC轉換器的QZSI；文獻6-8通過改進主電路阻抗網絡結構來提高升壓因子，使得在不改變宜通占空比的情況F可以得到更高的升壓因子；文獻8-9提出改變電路結構以求減小支撐電容電壓等級等。這些文獻都在一定程度上改善rZSI/QZSI所存在的電流出現斷續，開關器件電壓應力大、開機輸入電流沖擊大的問題，但其缺乏電氣隔離的特性。針對系統的建模，文獻10提出基于最小二乘系統辨識算法的逆變器模型；文獻11提出r基于Wiener模型的非線性系統辨識技術的逆變器建模；文獻12根據廣義狀態空間平均法建立其數學模型；文獻13提出根據信號流程，推導準Z源逆變器的交流小信號模型等。基于以

11、上建模方法，并比較分析，本文采用物理意義清晰，所得到模型的形式十分簡潔，便于控制系統傳遞函數計算的狀態空間平均法建立其數學模型。1高頻隔離型準Z源逆變器由于Z源逆變器和準Z源逆變器缺乏電氣隔離特性，在準Z源逆變器的基礎上提出了高頻隔離型的準Z源逆變器。如圖1所示為高頻隔離型準Z圖1高頻隔離型準Z源逆變器的拓撲結構Fig.lHighfrequencyisolationquasi-Zsourceinvertertopology源逆變器的拓撲結構。該逆變器結構，通過增加高頻變壓器構成輸入輸出隔離型電路，同時在控制策略中實現前后級的耦合統一。增加了電氣隔離特性，能夠憑借變壓器的變比得到更高的升壓因子，

12、使得該電路實際應用更加廣泛。2原理分析對于傳統電壓型或電流型逆變器，逆變橋上F橋臂的導通是絕對禁止的，因為這會導致短路并毀壞變換器。由文獻13-14訶知，在準Z源逆變器中，上下橋臂直通狀態是允許的，該狀態中電感充電，電壓升高。在非直通狀態中，電感放電，能量通過變壓器傳輸到副邊。直通工作狀態的時間町以是部分或者全部的逆變器傳統零矢量時間，也就是嵌入到逆變器的續流狀態中，不會影響逆變器輸出電壓的變化。因此高頻隔離型準Z源逆變器也存在宜通和非直通兩種工作狀態。由文獻15|知，當Z網絡電感的電感過小則會出現電流斷續的情況，所以本文假設電感比較大，使電路工作在電流連續的狀態，對其電路進行穩態分析。假設變

13、壓器為理想變壓器且變比為即變壓器K=Wp,其中，七、K分別為變壓器一、二次側電壓。根據變壓器內部磁通平:衡可知，如果變壓器原副邊電流之和能夠保證磁通平衡，就能夠保證電流的連續性。由于變壓器本身更相當于是一個儲能電感，與非隔離準Z源逆變器中的電感效果相同網氣同時，由圖1中電感與電容的串聯結構可以看出，副邊繞組與電容的組合其實是將原邊繞組與電容組合擴展延伸而已，在電壓上進行N倍作用，在電流1/V上進行操作。所以可以將副邊元件折算到原邊進行等效，此時原邊電容電壓需要以副邊電容電壓C./V替代。在直通狀態工作卜.，其等效電路模型如圖2所示。圖2直通狀態下等效電路模型Fig.2Equivalentcir

14、cuitmodelinshoot-throughstate由圖2町得VL1=VC2+Vs=VCl-(I)在非直通狀態工作下，其等效電路模型如圖3所示。由圖可得Fig3EquivalentcircuitmodelinnonshooMhroughstale九=Vs-Vc,="導九=-Vc2(2)VMVMNBVs(6)式中,M為逆變器調制度。因此，可得單相逆變器的輸人、輸出電壓傳遞增益G為g=mnb=-d(8)從式(8)中可以看出，由于逆變器調制度MW1,而。0.5，且變壓器變比NN1(一般變比/V給定)，因此通過改變M與I)實現輸入輸出升降壓控制。3基于狀態空間平均法的建模本文采用最常用

15、的狀態空間平均法對電路進行小信號建模。等效電路模型如圖4所示。圖中,V和R分別為電感與電容的等效電阻。在直通工作狀態時，電路中開關管S導通，二極管斷開，電路處于儲能狀態。此時原邊電感充電，電容放電，副邊電容充電，變壓器放電c取狀態變量為穌£2、3、-：2；輸入變量為輸出量為Vde,則在直通工作電路狀態卜的方程為假設在一個周期內直通占空比為"，則非直通占空比為根據電感的伏秒特性，整個開關周期內平均電壓等于0,可得_"/Cl1-2DVs(4)C,血功ydF1_I-2D(、d"C262_dT-(A+r)001A0-儂+r)10也0-100XN-1000片2+V

16、NBVs(5)根據單相逆變器輸出電壓，推導可得輸出交流電壓的峰值為x=Ax+IhiC血NdTcdyC2_dT(10)(11)A=DA+（-D）A2b=db1+（i-d）b2當系統處于穩態時0=Ax+Bu（16）不考慮電感、電容的申聯等效電阻時，可得0=（D-1）-+Wc2+Vs/V(15)此時電路中開關管S斷(17)(12)-(R+r)001100(R+r)10;3000-10000-100000Ai=在非直通匚作狀態，開，二極管導通，電路處于能量傳輸狀態。此時原邊電感放電，電容充電，副邊電容放電,變壓器傳輸能岫到負載端，逆變側可以簡化等效為恒流源，電流為以,電壓為,取相同的狀態變量，則在非直

17、通工作狀態卜的方程為0=。埋+（婦）吒0=(l-D)7ll-D/12+(D-l)A7<fc0=-/)/ll+(l-D)/12+(Z)-l)/V/tl.Vc-Y心功(吒+0解方程可得y=1"/、c,1-2DVs/d上/d也C,（臨Ndl-(E0-100-(R+r)0-110000100x(18)cd”C2Cir由式（18）可見，其推導結果與上文穩態情況下的推導結果一致。在狀態變最和控制變鼠的穩態值中加入小信號擾動量，然后進行拉普拉斯變換，進-1(13)而可以推導出系統的小信號模型。以、訕、y、代2由x=AB/i可得A2=-俄+r)0-101R0-(R+r)0-10R10000-1

18、01000-1&&、；&、作為擾動變量加入到原來的穩態變量,X和分別為刀和«的穩態值，再忽略小信號的二次項，可得x=Ax+Iiu+（A）X+（飽-母）（19）為了簡化建模過程，假設Ci=C2=Cc.=C,L1=L2=對式（19）的兩邊進行拉普拉斯變換，整理得(14)則可得系統的平均狀態方程為Ucs*NU£1=LCs(R+r)Cs+lJ申(1-2。)2其中K山C's2+(犬+)a；舟=牛+2-NgR；K3=(22)表I系統參數Tab.lSystemparametersK/VC/p,FA/jiH/7kHzr/HK/ODN口J見，阻抗網絡2個電感電

19、流的穩態值相同，但小信號擾動值不一定相同，從而顯示出二者的動態響應不一定相同，同時也說明，推導的小信號模型對研究其動態過程很有必要。整理式(20),町得直通占空比到副邊電容電壓的傳遞函數為隊(s)_(l-2D)K2+KRXuK|+(12O)2()(-1)K+(1-2)(1")zu(Ki+l)Ki+(1-20)2A-20)(1-奶&(上5s)(21)A7dc/li/li；AC4=/>5+R+ro可推導出直通占空比到副邊電容電壓的傳遞函數為由式(22)可以看出，在系統右平面存在零點。根據控制原理叮知，對于任何系統，凡是右平面存在零點的系統都是不穩定的。在階躍輸入R系統初始輸

20、出都會存在一個向下的負脈沖。4模型參數分析由上述分析可得，該傳遞函數在s平面的右半部分存在零點，該點隨著電感、電容和控制量的改變而變化。系統的振蕩和非最小相位現象同時也會隨著這些值的變化而變化。以單一某參數的變化對系統的影響為例進行說明。系統參數如表1所示。通過保持其他參數不變的情況下只改變其中的一個參數，觀察Q的不同零點、極點的位置變化。(1) 改變電感的數值，取£=200-1000卬出系統變化結果如圖5所示。由圖5可知，當電感從200ptH到800jiH變化時，左半平面的極點和右半平面零點沿實軸方向隨電感的增大而靠近原點；右半平面零點越靠近原點，系統的負沖就越嚴重；隨著極點向原點

21、移動，系統的過渡過程時間也會增圖5電感變化時系統的零點極點Fig.5Zero-polepointmupofthesystemwheninductancechanges大，振蕩頻率減小。(2) 改變電容的數值，取6=220-1000仃，系統變化結果如圖6所示。由圖6可見，雖然零點的位置不發生變化，但是極點隨著電容的增大而向原點移動，同時也會增大上升時間和減小振蕩頻率。這些極點、零點軌跡清楚地說明雖然大的電感和電容有利于減小穩態電壓紋波和電流紋波，但是會使暫態響應變壞。因此在實際應用中選擇具體的參數還需兼顧系統的穩態、暫態性能。(3) 改變直通占空比的數值，取。=0.150.28,其結果如圖7所示

22、。直通占空比決定著直流鏈電壓升壓比，是逆變器的一個重要的控制參數。由圖7可以發現，極點的位置隨著L)的增大而向實軸移動，這會減小系統的振蕩頻率；但是右半平面零點也向原點移動，這圖6電容變化時系統的零點極點Fig.6Zero-polepointmapofthesystemwhencapacitancechanges3I0=0.151D=0.28x零點。極點0=0.28;.0=0.15|=0.28B=0.154(XX)3(XX)200010000-1000-200046實轄lbs”圖7直通矢量變化時系統的零點極點Fig.7Zero-polepointmapofthesystemwhenthethr

23、oughvectorchanges預示r會加劇非最小相位的負沖。由前文推導知，g=(1可得d(s)一1"'d(s)2進而可得直通占空比到直流側電壓的傳遞函數V(l-2")&+K爪'*Iv(l-2O)K2+KK+Vd1-/9IKx(l-D)Ki其中:K,=LC52+(/<+r)C5+(l-2D)2；K2=-+(/c2-A7DC/?;ACjpjV/dc-/4；K=Ls+R+ro由此可以看出，直通占空比對逆變器直流側電壓的傳遞函數有2個零點，這2個零點的位置同樣會隨著電感、電容參數值的變化而變化，即當/源網絡參數值變大時，右半平面的零點就你近虛軸.非

24、最小相位現象變得嚴重，當Z源網絡參數值變小時，右半平面的零點就遠離虛軸，非最小相位現象減輕。IE最小相位現象的存在使得Z網絡電容電壓在輸入電壓出現擾動時，輸出會出現超調和振蕩，特別是出現大擾動時，非最小相位對系統的影響更加明顯。而在Z源逆變器中Z網絡參數變化范圍不會很大，因此僅通過調整Z源網絡參數的方法來減小非最小相位現象是不容易實現的。5模型仿真在Saber軟件中措建功率主電路，如圖8所示；在MATLAB/Simulink中建立小信號模型進行仿真15。以變壓器二次側電容電壓V%的輸出響應為例，當兩者的輸人相同時，其小信號模型仿真結果如圖9所示；其實際電路仿真結果如圖10所示。對比分析可以發現

25、，小信號模型的電壓輸出波形與實際電路模型的電壓輸出波形基本一致，進而證明r所建小信號模型的正確性。(23)Fig.8Simulationcircuitofhigh-frequencyisolatedquasi*Z>source(24)進一步對實際電路進行仿真，其中輸入側電源為穩定的宜流電壓源，.根據前文各參數在模型中輸圖9小信號模型輸出的Kh波形圖10實際電路模型輸出的波形Fig.10WaveformofVtkoutputbytheactualcircuitmodel表2系統仿真參數Tab.2SystemsimulationparametersK/VC/|iFL/jjiH/7kHzr/O

26、A/QDN120600300100.080.10.282出特性，各參數值選取如表2所示。本文采用的調制方法為簡單的升壓調制法。其實現過程就是將直通狀態包含于逆變器傳統零矢量狀態之內，Z源拓撲族逆變器的一種簡單的調制策略，控制策略信號波形如圖11所示?？刂颇孀儤虻腟PWM波由兩個反相的正弦波與三角波交截產生。直通狀態由直流電壓Vp、K與相同三角波交截得到。其中*與九大小相等方向相反，進而可以得到恒定的直通占空比。II此時的直通玷由于插入在傳統零矢缺中，因此直通工作過程對逆變級的調制不產生影響。按上述參數仿真的結果如圖12所示。由圖12可以看出,VC1=168.56V,*2=49.312V,&qu

27、ot;336.14V,*=437.2V。將該輸入值代入上述推導公式中求取理論推導結果，可得:*=169V,%=49V,VCu=338V。由此可以看出，理論值與仿真值基本完全吻合，驗證理論與分析正確性。增大Z網絡中電感參數值的仿真波形如圖13所示。由圖13可知，當增大/網絡中電感的參數值時，系統出現振蕩,達到穩定的時間變長。驗證了隨著電感參數值的增大，系統的過渡過程時間延K的特性。圖14是變壓器副邊電容電壓與直流側電壓的仿真波形。由仿真結果可得，其滿足心=島=1布器-=438V,說明理論與分析的正確性。本仿真結構采取的變壓器是2倍關系，即輸出側電壓是輸入側電壓的2倍，其仿真結果如圖15所示，可以

28、看出:Vs=2V,.o輸出電壓有效值如圖16所示，由圖可得其有效值為219.91V。由上述公式推導:K=314V,y222V。仿真結果與理論值基本相符。將高頻隔離型準/源逆變器與Z源和準Z源255075100125ISOt/im圖13增大Z網絡中電感參數的仿真波形Fig.13SimulationwaveformswhenincreasingZnetworkinductance00755025025507500。LO.OO.-0.-4).-4).-|.圖11控制策略信號波形Fig.l1Signalwaveformsunderthecontrolstrategy120.5J120.0119.5at

29、a(0.57496,120.0)(037496.120.0)(0.58638336.14)(0.58397.168.56)圖12電路仿真波形Fig.12Waveformsincircuitsimulation1203二120.0曾05863&336.U)圖14么與仿真波形Fig.14SimulationwareformsofVaandV*0J6533.436.29).O30)2002：100=0-100-200600400之200<0-200-400600,400$200»0-200(0.56533.168.44)(0.56533.336.9)0.56510.56520

30、.56530.56540.56550.56560.5657th圖15變壓器仿真波形圖16輸出電壓仿真波形Fig.16Simulationwareformsofoutputvoltage逆變器在相同輸入情況下進行比較分析，結果如表3所示。由表3可得，在相同的輸入卜.，高頻隔離型準Z源逆變器由于加入變壓器變比使得逆變器輸出較高的電壓。即在相同輸出情況下，高頻隔離型準Z源逆變器需要的輸入值較小，這使高頻離型準Z源逆變器的電容電壓應力相對于Z源逆變器和準Z源逆變器的較小，避免了開關器件電壓應力大、開機輸入電流沖擊大的問題，同時還可以降低整個逆變器系統的體積。另外由于高頻離型準Z源逆變表3系統輸出結果T

31、ab3ResultsofsystemoutputV逆變器%.*z源逆變器1691690218111準z源逆變器169490218H1高頻隔離型準Z源逆變器16949338436222器引入了變壓器使得輸入和輸出之間產生了電氣隔離，并能夠憑借變壓器的變比得到更高的升壓因子，進-步降低輸出側電壓和電容電壓應力。6結語本文是對提出的高頻隔離型準z源逆變器拓撲結構的建模與分析。首先對高頻隔離型準z源逆變器的基本工作原理進行研究，在此基礎上進行小信號建模，并對結果進行了歸納描述；再根據所建模型對高頻隔肉型準Z源網絡中各個參數特性進行分析，得出各參數在變化時對系統動態性能的影響；根據參數待性，選取合適的參

32、數值在Saber軟件中建立電路進行仿真，仿真結果與理論推導基本致，證明理論分析和模型建立的正確性。最后對相關Z源逆變器進行比較，比較結果表明在相同的輸出情況下，高頻隔離型準Z源逆變器的輸入電壓較低，電容電壓應力較低，減小器件損耗，提高整體電路效率同時還實現了電氣隔離的特性，這在逆變器的運用方面，特別是新能源(如太陽能，風能等)發電方面有很高的研究價值。參考文獻：1l.iuJinglxi,lluJiangang,lluIx)ng)a.DynamicmodelingandanalysisofZsourceconverterderivationofACsmallsignalmodelanddesig

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