1、第八講 整流與有源逆變(三)8.1 變壓器漏感對(duì)整流電路的影響考慮包括變壓器漏感在內(nèi)的交流側(cè)電感的影響，該漏感可用一個(gè)集中的電感LB表示以三相半波為例，然后將結(jié)論推廣 VT1換相至VT2的過(guò)程： 因a、b兩相均有漏感，故ia、ib均不能突變，于是VT1和VT2同時(shí)導(dǎo)通，相當(dāng)于將a、b兩相短路，在兩相組成的回路中產(chǎn)生環(huán)流ik。ik=ib是逐漸增大的，而ia=Id-ik是逐漸減小的。當(dāng)ik增大到等于Id時(shí)，ia=0，VT1關(guān)斷,換流過(guò)程結(jié)束。圖2-25 考慮變壓器漏感時(shí)的三相半波可控整流電路及波形換相重疊角換相過(guò)程持續(xù)的時(shí)間，用電角度g表示 換相過(guò)程中，整流電壓ud為同時(shí)導(dǎo)通的兩個(gè)晶閘管所對(duì)應(yīng)的兩

2、個(gè)相電壓的平均值 （2-30）換相壓降與不考慮變壓器漏感時(shí)相比，ud平均值降低的多少 （2-31） 換相重疊角g 的計(jì)算 （2-32） 由上式得： （2-33） 進(jìn)而得出： （2-34） 當(dāng) 時(shí)， ，于是 （2-35） （2-36） g 隨其它參數(shù)變化的規(guī)律： （1） Id越大則g 越大； （2） XB越大g 越大； （3） 當(dāng)a90時(shí)，a 越小g 越大。變壓器漏抗對(duì)各種整流電路的影響表2-2 各種整流電路換相壓降和換相重疊角的計(jì)算電路形式單相全波單相全控橋三相半波三相全控橋m脈波整流電路 注：?jiǎn)蜗嗳貥螂娐分校h(huán)流ik是從-Id變?yōu)镮d。本表所列通用公式不適用； 三相橋等效為相電壓等于 的6

3、脈波整流電路，故其m=6，相電壓按 代入。變壓器漏感對(duì)整流電路影響的一些結(jié)論 （1） 出現(xiàn)換相重疊角g ，整流輸出電壓平均值Ud降低。 （2）整流電路的工作狀態(tài)增多 （3） 晶閘管的di/dt 減小，有利于晶閘管的安全開(kāi)通。 有時(shí)人為串入進(jìn)線電抗器以抑制晶閘管的di/dt。 （4） 換相時(shí)晶閘管電壓出現(xiàn)缺口，產(chǎn)生正的du/dt，可 能使晶閘管誤導(dǎo)通，為此必須加吸收電路。 （5）換相使電網(wǎng)電壓出現(xiàn)缺口，成為干擾源。8.2 電容濾波的不可控整流電路8.2.1 電容濾波的單相不可控整流電路 常用于小功率單相交流輸入的場(chǎng)合，如目前大量普及的微機(jī)、電視機(jī)等家電產(chǎn)品中 1. 工作原理及波形分析圖2-26

4、電容濾波的單相橋式不可控整流電路及其工作波形a) 電路 b) 波形基本工作過(guò)程： 在u2正半周過(guò)零點(diǎn)至wt=0期間，因u2ud，故二極管均不導(dǎo)通，電容C向R放電，提供負(fù)載所需電流 至wt=0之后，u2將要超過(guò)ud，使得VD1和VD4開(kāi)通，ud=u2，交流電源向電容充電，同時(shí)向負(fù)載R供電詳細(xì)分析（簡(jiǎn)要講解得出的結(jié)論，關(guān)鍵在于求出d 和q ） （2-37） （2-38） 式中，ud(0)為VD1、VD4開(kāi)始導(dǎo)通時(shí)刻直流側(cè)電壓值。將u2代入并求解得： （2-39） 而負(fù)載電流： （2-40） （2-41） 設(shè)VD1和VD4的導(dǎo)通角為q，則當(dāng)w t = q 時(shí)，VD1和VD4關(guān)斷。將id (q ) =

5、 0代入式（2-41），得： （2-42） 二極管導(dǎo)通后u2開(kāi)始向C充電時(shí)的ud與二極管關(guān)斷后C放電結(jié)束時(shí)的ud相等。 （2-43） 注意到d +q 為第2象限的角，由式（2-42）和（2-43）得：（2-44）（2-45）在wRC已知時(shí)，即可由式（2-45）求出d ，進(jìn)而由式（2-44）求出q 。顯然d 和q 僅由乘積wRC決定。圖2-27給出了根據(jù)以上兩式求得的d 和q 角隨wRC變化的曲線。圖2-27 d、q 與wRC的關(guān)系曲線二極管VD1和VD4關(guān)斷的時(shí)刻，即wt達(dá)到q 的時(shí)刻，還可用另一種方法確定：VD1和VD4的關(guān)斷時(shí)刻，從物理意義上講，就是兩個(gè)電壓下降速度相等的時(shí)刻，一個(gè)是電源電

6、壓的下降速度|du2 /d(w t)|，另一個(gè)是假設(shè)二極管VD1和VD4關(guān)斷而電容開(kāi)始單獨(dú)向電阻放電時(shí)電壓的下降速度|dud /d(w t)| p（下標(biāo)表示假設(shè)）。主要的數(shù)量關(guān)系（圖2-28） 1）輸出電壓平均值整流電壓平均值Ud可根據(jù)前述波形及有關(guān)計(jì)算公式推導(dǎo)得出，但推導(dǎo)繁瑣。空載時(shí)， 。重載時(shí)，Ud逐漸趨近于0.9U2，即趨近于接近電阻負(fù)載時(shí)的特性。通常在設(shè)計(jì)時(shí)根據(jù)負(fù)載的情況選擇電容C值，使 ，T為交流電源的周期，此時(shí)輸出電壓為：Ud1.2 U22）電流平均值 輸出電流平均值IR為： IR=Ud/R （2-47） Id=IR （2-48） 二極管電流iD平均值為： ID=Id/2=IR/2

7、 （2-49）3）二極管承受的電壓 感容濾波的二極管整流電路實(shí)際應(yīng)為此情況，但分析復(fù)雜，ud波形更平直，電流i2的上升段平緩了許多，這對(duì)于電路的工作是有利的。圖2-29 感容濾波的單相橋式不可控整流電路及其工作波形a） 電路圖 b）波形8.2.2 電容濾波的三相不可控整流電路1. 基本原理圖2-30 電容濾波的三相橋式不可控整流電路及其波形圖2-31電容濾波的三相橋式整流電路當(dāng)w RC等于和小于 時(shí)的電流波形a）w RC= b）w RC圖2-32 考慮電感時(shí)電容濾波的三相橋式整流電路及其波形a）電路原理圖 b）輕載時(shí)的交流側(cè)電流波形c）重載時(shí)的交流側(cè)電流波形2. 主要數(shù)量關(guān)系 1）輸出電壓平均

8、值 Ud在（2.34U2 2.45U2）之間變化 2）電流平均值 輸出電流平均值IR為：IR=Ud/R （2-51） 與單相電路情況一樣，電容電流iC平均值為零，因此：Id=IR （2-52） 二極管電流平均值為Id的1/3，即：ID=Id/3=IR/3 （2-53） 3）二極管承受的電壓 二極管承受的最大反向電壓為線電壓的峰值，為 。 8.3 大功率可控整流電路8.3.1 帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路電解電鍍等工業(yè)中應(yīng)用 低電壓大電流（例如幾十伏，幾千至幾萬(wàn)安）可調(diào)直流電源圖2-35 帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路電路結(jié)構(gòu) 變壓器二次側(cè)為兩組匝數(shù)相同極性相反的繞阻，分別接成兩組三相

9、半波電路 變壓器二次側(cè)兩繞組的極性相反可消除鐵芯的直流磁化 設(shè)置電感量為L(zhǎng)p的平衡電抗器是為保證兩組三相半波整流電路能同時(shí)導(dǎo)電 與三相橋式電路相比，在采用相同晶閘管的條件下，雙反星形電路的輸出電流可大一倍圖2-36 雙反星形電路，a =0時(shí)兩組整流電壓、電流波形平衡電抗器的作用：兩個(gè)直流電源并聯(lián)時(shí)，只有當(dāng)電壓平均值和瞬時(shí)值均相等時(shí)，才能使負(fù)載均流雙反星形電路中，兩組整流電壓平均值相等，但瞬時(shí)值不等；兩個(gè)星形的中點(diǎn)n1和n2間的電壓等于ud1和ud2之差。該電壓加在Lp上，產(chǎn)生電流ip，它通過(guò)兩組星形自成回路，不流到負(fù)載中去，稱為環(huán)流或平衡電流；考慮到ip后，每組三相半波承擔(dān)的電流分別為Id/2

10、 ip。為了使兩組電流盡可能平均分配，一般使Lp值足夠大，以便限制環(huán)流在負(fù)載額定電流的1%2%以內(nèi)。利用繞組的極性相反來(lái)消除變壓器中的直流磁通勢(shì)圖2-37 平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形雙反星形電路中如不接平衡電抗器，即成為六相半波整流電路： 只能有一個(gè)晶閘管導(dǎo)電，其余五管均阻斷，每管最大導(dǎo)通角為60o，平均電流為Id/6 當(dāng)a=00 時(shí)，Ud為1.35U2，比三相半波時(shí)的1.17U2略大些 六相半波整流電路因晶閘管導(dǎo)電時(shí)間短，變壓器利用率低，極少采用 雙反星形電路與六相半波電路的區(qū)別就在于有無(wú)平衡電抗器，對(duì)平衡電抗器作用的理解是掌握雙反星形電路原理的關(guān)鍵由于平衡電抗器

11、的作用使得兩組三相半波整流電路同時(shí)導(dǎo)電的原理分析： 平衡電抗器Lp承擔(dān)了n1、n2間的電位差，它補(bǔ)償了ub 和ua的電動(dòng)勢(shì)差，使得ub和ua兩相的晶閘管能同時(shí)導(dǎo)電 wt1 時(shí)ub比ua電壓高，VT6導(dǎo)通，此電流在流經(jīng)LP時(shí)，LP上要感應(yīng)一電動(dòng)勢(shì)up，其方向是要阻止電流增大。可導(dǎo)出Lp兩端電壓、整流輸出電壓的數(shù)學(xué)表達(dá)式如下： （2-97） （2-98）雖然ud1ud2 ，但由于Lp的平衡作用，使得晶閘管VT6和VT1同時(shí)導(dǎo)通時(shí)間推遲至ub與ua 的交點(diǎn)時(shí)， ub = ua ，up=0。之后ub ub ，電流才從VT6換至VT2。此時(shí)變成VT1、VT2同時(shí)導(dǎo)電。每一組中的每一個(gè)晶閘管仍按三相半波的

12、導(dǎo)電規(guī)律而各輪流導(dǎo)電120o。以平衡電抗器中點(diǎn)作為整流電壓輸出的負(fù)端，其輸出的整流電壓瞬時(shí)值為兩組三相半波整流電壓瞬時(shí)值的平均值圖2-38 平衡電抗器作用下兩個(gè)晶閘管同時(shí)導(dǎo)電的情況將圖2-36中ud1和ud2的波形用傅氏級(jí)數(shù)展開(kāi)，可得當(dāng)a =0時(shí)的ud1、ud2，即（2-99）（2-100）由式（2-97）和（2-98）可得（2-101）（2-102）ud中的諧波分量比直流分量要小得多，且最低次諧波為六次諧波。a =30、 a =60和a =90時(shí)輸出電壓的波形分析l 需要分析各種控制角時(shí)的輸出波形時(shí)，可先求出兩組三相半波電路的ud1和ud2波形，然后根據(jù)式（2-98）做出波形( ud1+ud

13、2 ) / 2l 雙反星形電路的輸出電壓波形與三相半波電路比較，脈動(dòng)程度減小了，脈動(dòng)頻率加大一倍，f=300Hzl 電感負(fù)載情況下， a = 90時(shí),輸出電壓波形正負(fù)面積相等，Ud=0，移相范圍是90l 如果是電阻負(fù)載，則ud波形不應(yīng)出現(xiàn)負(fù)值，僅保留波形中正的部分。同樣可以得出，當(dāng)a =120時(shí)，Ud=0，因而電阻負(fù)載要求的移相范圍為120。圖2-39 當(dāng)a =30、60、90時(shí)，雙反星形電路的輸出電壓波形整流電壓平均值與三相半波整流電路的相等，為: Ud=1.17 U2 cos a 將雙反星形電路與三相橋式電路進(jìn)行比較可得出以下結(jié)論： （1）三相橋?yàn)閮山M三相半波串聯(lián)，而雙反星形為兩組三相半波

14、并聯(lián)，且后者需用平衡電抗器 （2）當(dāng)U2相等時(shí)，雙反星形的Ud是三相橋的1/2，而Id是單相橋的2倍 （3）兩種電路中，晶閘管的導(dǎo)通及觸發(fā)脈沖的分配關(guān)系一樣，ud和id的波形形狀一樣8.3.2 多重化整流電路整流裝置功率進(jìn)一步加大時(shí)，所產(chǎn)生的諧波、無(wú)功功率等對(duì)電網(wǎng)的干擾也隨之加大，為減輕干擾，可采用多重化整流電路。1. 移相多重聯(lián)結(jié) 有并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)和串聯(lián)多重聯(lián)結(jié)，對(duì)于交流輸入電流來(lái)說(shuō)，二者效果相同 2個(gè)三相橋并聯(lián)而成的12脈波整流電路 使用了平衡電抗器來(lái)平衡2組整流器的電流，其原理與雙反星形電路中是一樣的 不僅可減少輸入電流諧波，也可減小輸出電壓中的諧波并 提高紋波頻率，因而可減小平波電抗器圖

15、2-40 并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)的12脈波整流電路移相30構(gòu)成的串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路利用變壓器二次繞組接法的不同，使兩組三相交流電源間相位錯(cuò)開(kāi)30，從而使輸出整流電壓ud在每個(gè)交流電源周期中脈動(dòng)12次，故該電路為12脈波整流電路。整流變壓器二次繞組分別采用星形和三角形接法構(gòu)成相位相差30、大小相等的兩組電壓，接到相互串聯(lián)的2組整流橋。圖2-41 移相30串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路圖2-42 移相30串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路電流波形iA基波幅值Im1和n次諧波幅值Imn分別如下： （2-103）（2-104）即輸入電流諧波次數(shù)為12k1，其幅值與次數(shù)成反比而降低。該電路的其他特性如下：直流輸出電壓 位移因數(shù) cosj1=cos

16、a （單橋時(shí)相同）功率因數(shù) l=n cosj1 =0.9886cosa利用變壓器二次繞阻接法的不同，互相錯(cuò)開(kāi)20，可將三組橋構(gòu)成串聯(lián)3重聯(lián)結(jié)：l 整流變壓器采用星形三角形組合無(wú)法移相20，需采用曲折接法l 整流電壓ud在每個(gè)電源周期內(nèi)脈動(dòng)18次，故此電路為18脈波整流電路l 交流側(cè)輸入電流諧波更少，為18k1次（k=1, 2, 3），ud的脈動(dòng)也更小l 輸入位移因數(shù)和功率因數(shù)分別為：cosj1=cosa ，l=0.9949cosa將整流變壓器的二次繞組移相15，可構(gòu)成串聯(lián)4重聯(lián)結(jié)電路 為24脈波整流電路 其交流側(cè)輸入電流諧波次為24k1，k=1，2，3。 輸入位移因數(shù)功率因數(shù)分別為：cosj1=cosa，l=0.9971cosa采用多重聯(lián)結(jié)的方法并不能提高位移因數(shù)，但可使輸入電流諧波大幅減小，從而也可以在一定程度上提高功率因數(shù)。2. 多重聯(lián)結(jié)電路的順序控制只對(duì)多重整流橋中一個(gè)橋的a角進(jìn)行控制，其余各橋的工作狀態(tài)則根據(jù)需要輸出的整流電壓而定，或者不工作而使該橋輸出直流電壓為零，或者a =0而使該橋輸出電壓最大。根據(jù)所需總直流輸出電壓從低到高的變化，按順序依次對(duì)各橋進(jìn)行控制，因而被稱為順序控制。并不能降低輸入電流諧波。但是各組橋中只有一組在進(jìn)行相位控制，其余各組或不工作，或位移因數(shù)為1，因此總功率因數(shù)得以提高。我國(guó)電氣機(jī)車的整流器大多為這種方式。3重晶閘管整流橋順序控制