1、第一章 調頻立體聲廣播原理第一節 調頻廣播的發展史調頻方式是1935年在美國的實驗室證明可以用來作為廣播的一種調制方式。1941年5月，美國首先開始在4350MHz波段進行調頻廣播（隨后頻率改變為88108MHz），但發展緩慢。在1958年開始雙聲道調頻立體聲廣播，并在1961年，美國聯邦通信委員會（FCC）決定采用AMFM制（GEZenith制式，即我們現在所說的導頻制）為立體聲調頻廣播制式。由于這一制式的確立，調頻立體聲廣播從此在世界各發達國家迅速開展，例如蘇聯從1959年，原西德從1963年，日本從1962年開始立體聲調頻廣播。在歐洲，調頻廣播得到了更加積極和廣泛的實施，因為這種方式解決

2、了在比較密集狹小的地區內，中波廣播頻帶不夠分配而導致的串臺現象嚴重的問題。而在日本開始采用調頻廣播的目的是它可以排除鄰國中波臺的串擾，提高廣播音質，并在70年代以后得到迅猛的發展。在我國，上世紀50年代末就開始了試驗性調頻廣播，當時主要用于節目傳輸。對于新中國來說，在相當長的時間內，廣播首先要解決幅員遼闊、人口覆蓋的問題和對外的宣傳問題，因此中波廣播和短波廣播是更為有效的方式。進入上世紀80年代以后，直至2000年以前，隨著“四級辦廣播”的指導方針的確定，極大地調動了各地方辦臺的積極性，調頻廣播方式開始為各級電臺所采納。隨著電子元器件的發展和通訊技術的進步，到80年代后期我國的調頻廣播迅速的發

3、展起來。中央及省級調頻臺大部分采用10kW功率等級電子管發射機，發射臺一般設置在高山上和電視塔上，覆蓋著城市稠密的人群；中小城市一般采用自立式鐵塔作支撐架設天線，多采用300W5kW電子管發射機；而縣鄉城鎮多采用小調頻10W100W。到上世紀90年代初，我國的調頻發射機研制生產能力已得到長足的進步，陸續推出了300W、1kW的全固態調頻立體聲廣播發射機，并能批量生產。此后調頻廣播主要向立體聲、多功能附加信道、全固態方向發展，對設備性能要求越來越高，節目內容也越來越豐富，新聞、教育、文化、科技宣傳、娛樂和各種廣告等各種信息服務應有盡有，極大的豐富了人們的業余文化生活，聽眾參與節目十分踴躍，這一時

4、期是調頻廣播發展的鼎盛時期。目前國內的廣播發射設備制造廠商已能提供從10W10kW各種功率等級的全固態調頻立體聲廣播發射機，包括天饋系統在內的整個環節都已實現了國產化。本書以1kW全固態調頻立體聲廣播發射機為參考機型，講述調頻立體聲廣播發射機的原理、操作與維護。第二節 調頻廣播的基礎理論通信廣播的各種方式都是要利用電磁波來傳送信息，把電磁波作為載體，以不同的方式把信息裝載后發射出去，在接收端再以相應的方式把信息取出來。前一過程稱之為調制（Modulation），后一過程則稱為解調（Demodulation）。作為載體的電磁波用數學表達式可表示如下，在以后敘述中我們稱之為載波信號：式（11）或式

5、中，uC (t) 任意時間t的電壓；UC 載波信號的最大振幅；C（2fC）載波信號的角頻率；f C載波頻率 我國標準規定，5311602kHz為中波調幅波段，2.226MHz為短波調幅波段，87108MHz為調頻波段。；t時間，以后有時間的量以瞬時值描述。作為調制信號的音頻，以單音為例，用數學表達式表示如下：式（12）式中，u（t） 調制音頻電壓瞬時值；U調制音頻電壓的最大峰值；調制音頻的角頻率；F調制音頻頻率 中波調制頻率范圍一般為50Hz8kHz，調頻調制頻率范圍為30Hz15kHz。到目前為止，作為模擬廣播發射機的主要調制方式有兩種，即調幅AM（Amplitude Modulation）

6、和調頻FM（Frequency Modulation）。為便于理解，以下以調幅和調頻作為對比，分析它們的調制方式不同點。調幅方式顧名思義就是把調制信號加到載波信號的振幅上，使得載波信號的振幅大小隨著調制信號的大小而變化。用數學表達式可表達為：式（13）式中，u(t)經過幅度調制的載波瞬時電壓，簡稱已調波信號；m（）稱為調制系數，其中K為比例系數。比較式（11）和式（13）可發現，式（11）中的振幅項UC變成了，即載波的幅度變成隨調制信號而變化的變量，并且可以調節調制的深度，完成了調幅的目的。調頻就是對式（11）中載波的頻率項fC（或角頻率C）進行調制，使載波的瞬時頻率隨著音頻調制信號的大小而變

7、化，在最終的結果上，實際上是總相角Ct隨調制信號的變化，而載波的幅度保持不變。當調制信號為式（12）的u(t)時，按頻率調制的定義，調頻波的瞬時頻率應該以載波頻率為基準，隨著調制信號的大小偏移基準值，即：式（14）式中， C 未受調制時的角頻率；(t) 調制后角頻率的變化量，叫做瞬時角頻率偏移，它與調制電壓的幅度成正比； Kf比例常數。 (t)的最大值叫做最大偏移，以表示，即：習慣上把最大頻移稱為頻偏。在調頻廣播發射機中主信號標準頻偏為±75kHz，而最大頻偏為±100kHz。這是關于調頻方式概念上的了解，以下的數學分析過程則可求得調頻波的最終表達式，并且會得到調頻波的相關

8、參數的表征方法。已知調頻波的角頻率，那么，它的總相角可表示為：式（15）式中，是調頻波的相位變化量，它和調制電壓對時間的積分成正比，因此調頻波的瞬時表達式為： 式（16）式中，稱為調頻波的調頻指數，它是以弧度為單位的調頻波的最大相位偏移。調頻指數和調制信號的振幅成正比，和調制信號的角頻率成反比。這里需要特別提及的是調頻波的頻譜，它不像調幅波所產生的上下兩個邊帶那么簡單。由于數學推導過程非常復雜繁瑣，這里我們僅利用已有結論。從理論分析上已經證明，調頻波的頻譜是由載頻C和無數對邊頻（C±n）組成。其中n為任意正整數（n1，2，3，）。也就是說，調頻波的邊頻有無限多個，因而頻帶也為無限寬，

9、相鄰邊頻之間的間隔等于調制信號頻率。但實際上調頻波能量的絕大部分是集中在載頻附近的一些邊頻中，跟調頻指數mf的關系是：式（17）在當n >（mf1）時，邊頻的幅度已降到小于0.1，濾除掉大于（mf1）的邊頻分量，對調頻波的失真影響不大，因此得到以下重要結論，也是通常計算調頻波頻譜有效寬度的原則，即：式中，Fmax為最高調制頻率。當Fmax15kHz，頻偏fm為規定的75kHz時，單音調頻波的頻帶寬度通常記為：在要求兩相鄰電臺干擾比較小，或要求非線性失真很小時，帶寬還應適當的加寬一些。通常取：式（18）由以上公式可以看出調頻波的頻帶寬度主要取決于調制信號的最高頻率，在頻偏受限的情況下調頻指

10、數也由調制頻率確定，調制頻率低時，調頻指數較高，調制頻率高時，調頻指數較低。最低即為Fmax15kHz時，mf5。由于調頻指數mf隨著調制頻率的升高而減小，因此表現在接收效果上調制音頻的高端信噪比比較差，針對調頻發射機的這一缺點，專門采用了預加重與去加重技術措施來改善高端信噪比。具體原理如下：在發射端將音頻信號的高端部分提升即稱為預加重。提升點選擇在音頻信號頻譜密度下降了3dB時所對應的頻率值。對于調頻廣播，f約為3.2kHz，這時50s。典型的預加重網絡和特性及參數值如下：（a） (b)圖1-1 預加重網絡與特性F4001K3K5K7K10K12K15KdB00.412.765.337.59

11、10.3011.7313.60表1-1 50s標準預加重提升值在接收端（收音機）鑒頻器之后，設置具有相反特性的去加重網絡，仍選取3.2kHz為基準點，最后使加重的信號恢復到它原來的相對值上。去加重網絡及去加重特性如下：（a） (b)圖1-2 去加重網絡與特性經過預加重去加重處理后的調頻信號，信噪比得到很好改善。例如Fm15kHz，50s時，噪小減小到十分之一。調頻廣播與中波調幅廣播相比，調頻廣播具有以下特點和優勢，因此得到了迅速發展。1、沒有信號串擾現象中、短波段電波可以被電離層反射，因而可以傳到很遠的地方，其傳播距離還受地面環境、天氣變化的影響，覆蓋范圍內信號變化較大，也容易形成相近頻率電臺

12、間的串擾。調頻廣播使用超高頻波段，只能在視距范圍內傳播，在視距范圍以外信號迅速衰落，因而就不會形成串擾，有利于頻譜的高效利用。2、信噪比好調頻廣播不同于調幅的最大區別在于調幅信號是電波的幅度隨信號變化，因此只要外界存在如熒光燈、電器設備等產生火花脈沖類信號都極易進入收音機形成干擾，因為它迭加在信號幅度上，因此難以排除。而調頻信號是等幅的電波，接收信號可以通過限幅放大來恢復，并且因為調制度大，所以信噪比好。另外，在超高頻波段，外部能產生的噪聲也小，所以可以實現高信噪比的優質廣播。3、動態范圍寬動態范圍是指人耳聽覺能夠感受到的不失真的音量變化范圍。中波廣播因為調制度受到限制，加之為提高信號響度，一

13、般都采用措施提高平均調制度，因此信號動態范圍小，適合于聲音廣播。而調頻廣播由于本身信噪比高，實際動態范圍可達60dB以上，可以較好的表現一般音樂信號，適合于各類節目播出。4、能進行高保真度廣播僅僅是信噪比好、動態范圍寬還不夠，要進行高保真度廣播，還必須能夠實現音頻信號足夠的帶寬，這一點調頻廣播也完全能夠滿足，一般情況下，人耳所能聞聽的最高音頻為15kHz，如前所述，在規定的75kHz頻偏時，調制帶寬可滿足15kHz調制。而中波調幅廣播，按規定每個電臺占用的頻帶寬度應當是9kHz，但通常大都占有14kHz左右，即調制頻率最高可限制到7kHz，很明顯保真度不高。5、可以進行立體聲廣播因為調頻廣播具

14、有以上高信噪比、寬動態范圍和能夠進行高保真度廣播的優越特性，所以可以由一部發射機進行高質量的雙聲道立體聲廣播。第三節 調頻立體聲廣播的原理從調頻的方式來講，單聲與立體聲都是一樣的。調頻立體聲廣播關鍵要解決的問題是如何把左（L）、右（R）兩個聲道分別錄制的聲頻信號送入調制器，而且同時要考慮好接收端如何恢復解調出左、右兩路信號，因為立體聲重放系統要求左、右路信號獨立。這里有一個前提條件，即經過立體聲調制的信號，首先要兼容普通單聲道收音機的收聽，并且調制度、信噪比等技術指標降幅不能太大。經過數十年的努力與實踐，目前雙聲道立體聲調頻廣播的制式趨向統一，即絕大多數國家都采用了調頻調幅（即稱為導頻制的GE

15、Zenith）制式。這種制式把左、右聲道信號之和（LR）作為聲頻段的和信號，簡稱為M，作為單聲道接收的信號，頻帶范圍為30Hz15kHz。把左、右聲道信號之差（LR）作為聲頻段的差信號，簡稱S，并采用擬制載波的調幅方式調制在副載波上，副載波頻率規定為38kHz，因此形成頻段38±15kHz，即23kHz53kHz的調幅差信號。經這樣處理后的信號兩項加起來用數學式表達為：式中S即為副載波的角頻率，另外為了在接收端解調出差信號（LR），則需要準確的恢復副載波信號S，所以必須在發射時加上副載波的信息。導頻制立體聲廣播規定要加入的導頻信號是副載頻的半頻，副載波規定使用38kHz，導頻則是19

16、kHz。至此，完整的立體聲調制信號稱為立體聲復合信號可表示為：式（19）式中，L左聲道信號；R右聲道信號；S副載波的角頻率（fS38kHz）；P導頻信號電壓的振幅值（最大頻偏10，即7.5kHz）。從式中可知，這種立體聲復合信號包括三部分。第一部分即式中第一項是L與R之和M信號，它與單聲道廣播所含有的信息完全相同，其最大頻偏為單聲道廣播時最大頻偏的90；第二部分即式中第二項是L與R之差S信號，調幅在頻率38kHz的副載波上，并將副載波擬制后留下的兩個邊帶波，同樣它的最大頻偏也為單聲道廣播時最大頻偏的90；第三部分即式中第三項是為了在接收機中恢復38kHz副載波，從而準確恢復差信號S而加入的頻率

17、為19kHz且幅度適量的導頻信號，實際使用中導頻占用總頻偏的810，約7.5kHz頻偏。用以上三部分信號對主載波信號調頻，總頻偏仍為75kHz，其中導頻信號固定占用7.5kHz，主、副信號合用90，這樣便形成了導頻制立體聲調頻廣播信號。這種導頻制立體聲復合信號的頻譜如圖：圖1-3 導頻制立體聲信號頻譜圖從頻率上由低到高排列依次是：第一段30Hz15kHz和信號M，這也是調頻廣播單聲的整個頻帶，當接收機為普通的單聲道收音機時，只解調這一段，此段以上部分只需簡單的低通濾波器濾除即可；第二段是單一頻率導頻19kHz，在接收端，解調出的導頻經倍頻后變成38kHz，作為解調差信號的副載波；第三段是差信號

18、S經過調幅后形成的副信號，由于調幅的副載波是38kHz，最高調制音頻是15kHz，因此調幅產生的邊帶最低頻率為381523kHz，而最高頻率為381553kHz，而38kHz的上下間隔就是調制音頻的最低音頻即2×30Hz，因此在接收端副載波是難以在副信號中濾出來的，所以在調制時擬制了副載波而加入了恢復此副載波的導頻信號。由此可見，立體聲廣播關鍵是解決好調制前的信號處理，現在習慣稱這一過程為立體聲編碼，實現這一過程的設備就稱為立體聲編碼器（Stereo Coder）。隨著調頻廣播業務的拓展，利用調頻廣播頻帶寬的優勢在調頻立體聲廣播的基礎上還增加了立體聲加附加信道廣播（即SCA）、調頻雙

19、節目廣播等多種附加業務廣播（如RDS），這些廣播方式的增加只需改變在調頻激勵器之前調制信號的處理方法上，如最基本的立體聲編碼器SCA編碼器，或雙節目編碼器等，而發射機的其他組成部分不需改變。第四節 調頻立體聲廣播發射機系統組成一般來說，調頻立體聲廣播發射機在整個發射系統中是相對集中完整的一個主體。它包括有調頻激勵器、功率放大器、控制系統及供電系統等組成。如下圖所示。圖1-4 調頻立體聲廣播發射機原理圖發射機除電源輸入外，最重要的就是音頻調制信號的輸入及載頻已調波的輸出，只有高質量的節目信號，才能使高質量的播出得到基本保證。這里可能涉及到信號的傳送、音頻處理器的處理等問題，發射機的輸出經過饋線送

20、到天線發射時，當有多部發射機共塔或主備機交換問題時，還需經過同軸開關切換或多工器組合送到天線，這中間的每一處連接都要求有嚴格的技術保證。目前傳統的調頻立體聲廣播發射機主要采用變容二極管直接調頻技術和鎖相環穩頻電路來實現調頻調制的，最新的數字式調頻激勵器采用了數字信號處理技術，通過FPGA、DSP器件，在數字域實現調頻頻率綜合器。本節重點介紹發射機中調頻激勵器和立體聲編碼器的工作原理，最后簡單說明對發射機以外配套系統的要求。一、 調頻調制器實現調頻的方法可分為兩類，一類是直接調頻，另一類是間接調頻。直接調頻是用調制信號電壓直接去控制自激振蕩器的振蕩頻率（實質上是改變振蕩器的定頻元件），變容二極管

21、調頻便屬于此類。間接調頻則是利用頻率和相位之間的關系，將調制信號進行適當處理（如積分）后，再對高頻振蕩進行調相，以達到調頻的目的。兩種調頻法各有優缺點，直接調頻的穩定性較差，但得到的頻偏大，線路簡單，故應用較廣。間接調頻器的優點是載波頻率比較穩定，但電路較復雜，頻移小，且寄生調幅較大，通常需多次倍頻使頻移增加。對調頻器的基本要求是調頻頻移大，調頻特性好，寄生調幅小。調頻器廣泛用于調頻廣播、電視伴音、微波通信、鎖相電路和掃頻儀等電子設備 。 目前模擬的調頻廣播發射機都采用變容二極管直接調頻技術，即在工作于發射載頻的LC振蕩回路上直接調頻，采用晶體振蕩器和鎖相環路來穩定中心頻率。較之中頻調制和倍頻

22、方法，這種方法的電路簡單、性能良好、副波少、維修方便，是一種較先進的頻率調制方案。  1 .變容二極管直接調頻原理用調制信號直接控制振蕩器的瞬時頻率變化的方法稱為直接調頻法。如果受控振蕩器是產生正弦波的 LC 振蕩器，則振蕩頻率主要取決于諧振回路的電感和電容。將受到調制信號控制的可變電抗與諧振回路連接，就可以使振蕩頻率按調制信號的規律變化，實現直接調頻。 可變電抗器件的種類很多，其中應用最廣的是變容二極管。作為電壓控制的可變電容元件，它有工作頻率高、損耗小和使用方便等優點。具有鐵氧體磁芯的電感線圈，可以作為電流控制的可變電感元件。此外，由場效應管或其它有源器件組成的電抗管電路，可以等

23、效為可控電容或可控電感。 直接調頻法原理簡單，頻偏較大，但中心頻率不易穩定。在正弦振蕩器中，若使可控電抗器連接于晶體振蕩器中，可以提高頻率穩定度。 圖1-5 變容二極管調頻原理圖變容二極管調頻電路是有主振電路和調頻電路構成，T為振蕩管，C1、C2、C3、L1為主振回路，D為變容二極管，Cc為耦合電容隔離直流，C5為高頻濾波電容，C4為耦合電容，Cb為旁路電容。R1、R2為變容二極管提供一個靜態反偏電壓，R3為隔離電阻，Rb1、Rb2、Re、Rc給三極管提供一個合適靜態工作點。設調制信號為u(t)=Um cost,加在二極管上的反向直流偏壓為 VQ, VQ的取值應保證在未加調制信號時振蕩器的振蕩

24、頻率等于要求的載波頻率,同時還應保證在調制信號u(t)的變化范圍內保持變容二極管在反向電壓下工作。加在變容二極管上的控制電壓為：r (t)= VQ+ Um cost 根據上式可得，相應的變容二極管結電容變化規律為 (1)當調制信號電壓u(t)=0時，即為載波狀態。此時r (t)= VQ，對應的變容二極管結電容為CjQ  (2)當調制信號電壓u(t)=Um cost時,對應的變容二極管的結電容與載波狀態時變容二極管的結電容的關系是：令= u/(UD+VQ)為電容調制度,則可得 上式表示的是變容二極管的結電容與調制電壓的關系。而變容二極管調頻器的瞬時頻率與調制電壓的關系由振蕩回

25、路決定。無調制時，諧振回路的總電容為：；Q為靜態工作點所對應的變容二極管節電容。當有調制時，諧振回路的總電容為：C；回路的總電容的變化量為：CCQ；頻偏f與的關系:f=1/2f0*/ CQ。由變容二極管部分接入振蕩器振蕩回路的等效電路。調頻特性取決于回路的總電容C,而C可以看成一個等效的變容二極管, C隨調制電壓u（t）的變化規律不僅決定于變容二極管的結電容Cj隨調制電壓u（t）的變化,而且還與C1和C2的大小有關。因為變容二極管部分接人振蕩回路,其中心頻率穩定度比全部接入振蕩回路要高，但其最大頻偏要減小。2.變容二極管工作原理變容二極管又稱可變電抗二極管"。是一種利用PN結電容（勢

26、壘電容)與其反向偏置電壓Vr的依賴關系及原理制成的二極管。所用材料多為硅或砷化鎵單晶，并采用外延工藝技術。反偏電壓愈大，則結電容愈小。變容二極管具有與襯底材料電阻率有關的串聯電阻。主要參量是：零偏結電容、零偏壓優值、反向擊穿電壓、中心反向偏壓、標稱電容、電容變化范圍（以皮法為單位）以及截止頻率等，對于不同用途，應選用不同C和Vr特性的變容二極管，如有專用于諧振電路調諧的電調變容二極管、適用于參放的參放變容二極管以及用于固體功率源中倍頻、移相的功率階躍變容二極管等。變容二極管是根據PN結的結電容隨反向電壓大小而變化的原理設計的一種二極管。它的極間結構、伏安特性與一般檢波二極管沒有多大差別。不同的

27、是在加反向偏壓時，變容二管呈現較大的結電容。這個結電容的大小能靈敏地隨反向偏壓而變化。正是利用了變容二極管這一特性，將變容二極管接到振蕩器的振蕩回路中，作為可控電容元件，則回路的電容量會隨調制信號電壓而變化，從而改變振蕩頻率，達到調頻的目的。已知，結電容 C j 與反向電壓 V R 存在如下關系： 圖1-6 變容二極管符號及電容公式加到變容管上的反向電壓，包括直流偏壓 V Q 和調制信號電壓 V (t)= V cos t ，如圖1-7所示，即 V R (t)= V Q+ V cos t此外假定調制信號為單音頻信號，結電容在 V R (t) 的控制下隨時間發生變化。 圖1-7 用調制信號控制變容

28、二極管結電容把受到調制信號控制的變容二極管接入載波振蕩器的振蕩回路，則振蕩頻率亦受到調制信號的控制。適當選擇變容二極管的特性和工作狀態，可以使振蕩頻率的變化近似地與調制信號成線性關系，這樣就實現了調頻。 3. LC振蕩電路工作原理LC三點式振蕩組成原理圖如圖1-8，其振蕩頻率f=。當X1和X2為容性，X3為感性時稱為電容反饋振蕩器，其中C=；當X1 和X2為感性，X3為容性時稱為電感反饋振蕩器，其中 L=L1+L2。當我們相應變化電容值時就能使頻率作出相應的變化，以達到調頻的目的。圖1-8三點式振蕩電路組成3.1電容三端反饋振蕩電路圖1-9電容三端反饋振蕩電路交流電路對于一個振蕩器，當其負載阻

29、抗及反饋系數已經確定的情況，靜態工作點的位置對振蕩器的起振以及穩定平衡狀態（振幅大小，波形好壞）有著直接的影響。要想起振，首先三極管應該工作在靜態工作點。電路應選擇合適的靜態工作點的位置。電容三端反饋振蕩電路利用電容C3和C2作為分壓器，該電路滿足相位條件，選取合適時滿足振幅起振條件，即：，該電路就可振蕩。可得到振蕩頻率近似為：式中：C是振蕩回路的總電容。該電路與電感三端反饋振蕩電路相比，輸出波形較好，波形更接近正弦波。適當地加大電路電容，就可減弱不穩定因素對振蕩頻率的影響，從而提高電路的穩定度。這種振蕩電路的特點是振蕩頻率可做得較高，一般可達到100MHz以上，由于C3對高次諧波阻抗小，使反

30、饋電壓中的高次諧波成分較小，因而振蕩波形較好。電路的缺點是頻率調節不便，這是因為調節電容來改變頻率時，（既使C1、C2 采用雙連可變電容）C1與C2也難于按比例變化，從而引起電路工作性能的不穩定。因此，該電路只適宜產生固定頻率的振蕩。3.2 電感三端反饋振蕩電路圖1-10電感三端反饋振蕩電路等效交流電路由于L1與L2之間有互感的存在，所以容易起振。其次改變回路電容來調整頻率時，基本上不影響電路的反饋系數。它的輸出振蕩波形較差,這是由于反饋電壓取自電感的兩端,而電感對高次諧波的阻抗較大,不能將它短路,從而使Uf中含有較多的諧波分量,因此,輸出波形中也就含有較多的高次諧波。工作頻率愈高，

31、分布參數的影響也愈嚴重，甚至可能使F減小到滿不了起振條件。電感三端反饋振蕩電路利用電感L1和L2作為分壓器，該電路滿足相位條件，選取合適時滿足振幅起振條件，即：，該電路就可振蕩。可得到振蕩頻率近似為：式中：L=L1+L2+2M是振蕩回路的總電容。4.鎖相穩頻技術-確對于變容二極管直接調頻電路來說，由于調制器是由普通的LC自激振蕩器和并聯的變容二極管組成，所以有很多因素會引起振蕩頻率發生變化，這些因素包括變容二極管的非線性、電源電壓的變動、負載的變化、溫度等環境條件的變化、電路元器件老化、機械振動等。為了消除這些導致中心頻率不穩定的因素，除了注意電路和結構的設計外，還應當采用自動相位控制電路使中

32、心頻率穩定在規定范圍以內。 -班圖1-11是典型的鎖相穩頻電路的結構框圖。共包括五個部分：壓控振蕩器、鑒相器、低通濾波器、基準晶體振蕩器和分頻器。放大的調制信號加入壓控振蕩器，對其進行頻率調制，經過調制的高頻信號一路送至后面的放大電路，另一部分送入分頻器進行分頻。分頻器輸出的方波信號送入鑒相器中，與基準晶體振蕩器經過分頻后得到的基準信號進行比較，實現相位鎖定。鑒相器的輸出信號經過環路濾波器送入壓控振蕩器中，控制壓控振蕩器的振蕩頻率，從而達到穩定頻率的目的。圖1-11鎖相穩頻電路框圖- 部由于調頻的結果使壓控振蕩器輸出信號的瞬時頻率總是偏離其基準值，而環路的功能就是要抑制這種頻偏，這就產生了一個

33、矛盾。為了解決這個矛盾，應該使調制信號的頻譜處于環路通帶之外，也就是需要在鑒相器和壓控振蕩器之間加一個低通濾波器，將其濾除。環路只對引起壓控振蕩器平均中心頻率不穩定的那一部分起作用，也就是說，已調信號在中心頻率附近很小的一個頻偏范圍內變化。二、立體聲編碼器立體聲編碼器是激勵器中功能獨立的一個單元，最初因為體積較大，通常做成一個單獨的小盒，現在由于電路改進，元件小型化，整個編碼器可做成手掌般大小，因此常作為激勵器的可選件。我國以及世界上絕大多數國家采用了調頻調幅導頻制調頻立體聲廣播制式，其中的調幅就是指在立體聲編碼器中對左、右聲道信號之差LR采用調幅方式調制在38kHz的副載波上，簡稱為調頻調幅

34、式，因為這種制式的另一特點是在復合信號中加入了導頻，因此也稱為導頻制。如果將左、右聲道之差LR用調頻方式調制在副載波上，就稱為調頻調頻制式，這是瑞典研制的方式，它的優點是左、右聲道間的串音衰減可以做到60dB，因此立體聲分離度極好，但這種制式電路結構較為復雜，接收機和發射機的造價較高。在導頻制的立體聲編碼器中，根據前面已得出的結論，即立體聲復合信號的表達式如下：式（19）立體聲編碼器所實現的功能就是要把左、右聲道的音頻信號經過處理變成式（19）要求的形式，如果根據電路功能細分，可分解成如下功能電路：1 15kHz低通濾波和預加重功能一般都設計在左、右聲道信號輸入電路中，15kHz的低通濾波器要

35、濾除15kHz以上的頻率成分，而保證帶內平坦。現在許多濾波器可以用厚膜集成電路來實現，比原始的電感電容組成的濾波器體積大大減小；預加重電路一般提供兩種時間常數50 us和75 us ，中國選用50us而歐洲一般選用75 us。電路有無源與有源兩種形式，在測試發射機頻響時應關掉預加重功能。2 導頻產生電路和導頻相位/電平調節電路立體聲復合信號中的導頻信號一般是從副載波頻率分頻取得，經過濾波成為單一正弦波，經過相位調節電路和電平調節電位器后用加法器混入主、副信號產生的調幅信號中，其中電平調節是控制導頻信號在復合信號中占到規定的810比例。而相位調節是影響調頻發射機整機立體聲分離度指標的關鍵因素之一

36、。導頻相位差如果大于3°，發射機的立體聲分離度指標就不會理想。3 復合信號中第一項與第二項的產生根據先后研制并使用的立體聲編碼器采用的電路形式，可以歸結為四種方式，以下介紹各自主要特點和實現的基本原理：（1）矩陣方式立體聲編碼器這是最原始的一種方式，電路原理簡單，容易理解，但調試困難，性能指標較差。它的框圖如下圖：圖1-12 矩陣方式立體聲編碼器框圖低通濾波器和預加重電路是各種方式中原理相同的部分，矩陣方式最大特點就是通過矩陣電路，先得到左、右兩路信號的和、差信號，然后將差信號對副載波進行擬制載波的平衡調幅，并通過濾波器濾除三次以上的頻率成分，從而得到公式中的第二項。因為經過調制的副

37、信號要通過濾波器而產生了不可避免的相移，因此，主信號也要相應地設置一個相移補償網絡，盡可能使兩路信號相移保持一致。實踐證明，矩陣方式立體聲編碼器原理簡單，實現器件均為常見的模擬元件，如主要是變壓器、二極管、LC濾波器等，但是這種方式難以獲得好的立體聲分離度指標，尤其是高端頻率，由于變壓器、濾波器、相移電路的使用，使得調試相當困難，影響分離度的主要因素是主信號和副信號兩路的相移差和幅度差。（2）硬開關方式立體聲編碼器這種方式的理論基礎建立在脈沖序列信號的富氏級數分析上，它是讓左、右路信號分別通過重復頻率為38kHz的開關，形成一組脈沖序列；當重復頻率為fS（副載波頻率38kHz），占空比為50的

38、方波脈沖序列，幅度為1時，富氏級數展開式為：式（110）假設以此信號作為左路信號的取樣脈沖，用其反向脈沖作為右路信號的取樣脈沖，可表示為：式（111）用fL(t)、fR(t)兩開關信號分別對左右路信號L、R進行取樣，然后相加，并濾去三次以上各式（112）次諧波后得：可以看到只要對主信號進行適當電平幅度補償使其幅度為即可消除主、副信號的幅度差，而這是很方便作到的。這種方式唯一的缺陷就是三次諧波的最低頻率為38×315=99（kHz），仍要通過濾波器去濾除，而這一濾波器又難免對復合信號的高端53kHz產生相移影響，因此對高端的分離度提高形成限制，但可滿足一般技術性能要求，過去用的較多。圖

39、1-13 開關方式構成復合信號的波式圖（無導頻）圖1-13中，(a) 左聲道信號開關取樣脈沖，fL(t) (b) 左聲道信號L (c) 取樣后的左聲道信號，L×fL(t) (d) 右聲道信號開關取樣脈沖，fR(t)(e) 右聲道信號R(f) 取樣后的右聲道信號，R ×fR(t)(g) 取樣后的左、右聲道信號之和，L×fL(t) +R ×fR(t)(h) 濾除高次諧波后的左、右聲道信號取樣之和圖1-14 開關方式形成立體聲復合信號的原理及波形（3）數字頻率合成調制法（DSM）實際上這一方式是開關編碼方式的延續，只不過它分別利用38kHz和114kHz開關取

40、樣所產生的奇次諧波，巧妙的將副載波的三次諧波項互相抵消，從而將濾波器的最低濾除頻率從99kHz提高到38×515175（kHz），這樣便大大減小了濾波器對副信號的相移影響，使立體聲分離度指標保持在50dB以上。是比較常使用的一種方式。因為這一方式主要依靠取樣脈沖同頻項相抵消為目的，因此對38kHz和114kHz的取樣脈沖必須保證相位準確同步。用數學方式能更好地理解這一過程 :用重復頻率分別為f1=38kHz(w)，f3=114kHz(3)的矩形脈沖同時對信號取樣，其輸出分別為：式（113）式（114）式（115）式（113）與式（115）相加得：式（116）（4）“軟”開關方式立體聲

41、編碼器以上介紹的三種方式從原理和實現方法都比較容易理解，尤其是第三種方式也比較實用。對于要求很高的系統，那就只能用這種稱為“軟”開關方式的編碼器。“軟”開關編碼利用了更深更復雜的數學分析，它不是用簡單的等幅脈沖對信號取樣，而是用開關脈沖序列形成一個近似的余弦波形，這樣便不僅從時間上，而且從幅度上也都有著更嚴格的要求。簡單的說，它是這樣來實現的，它是把副載波38kHz的一個周期從時間上均分為14段，再從幅度上用8個幅度水平來近似模擬38kHz的余弦波形，這8個幅度水平分別由8個模擬開關對應各自的信號分壓比，其導通順序按照余弦波形要求以頻率為532kHz的速率循環導通，最終形成如下信號：可見需要濾

42、除的頻率成份從數字頻率合成方式的190kHz提高到13×38494kHz，并且幅度相對要小得多，這樣只需很簡單的濾波器即可實現濾波。幅度的補償相對很容易作到，因此經過嚴格設計、仔細調試后的“軟”開關編碼方式可以保證立體聲分離度指標在60dB以上，是目前最好的編碼器方式。由于其計算、推導過程復雜，這里僅作此簡單介紹。從以上四種編碼方式可以看到一個趨勢，由于第一種矩陣方式還建立在模擬元件上，因此便很早遭到淘汰，硬開關方式最初還是用分立器件制作的，隨著數字集成電路的迅猛發展，可以很方便的搭建數字頻率合成方式的編碼器，它因成本低、性能較好而得到普遍使用。現在更有將編碼電路系統集成的作法，使編

43、碼器的制造調試越來越簡化。圖1-15 14級軟開關編碼器的副載波波形三、調頻激勵器調頻激勵器的原理框圖如下： 調頻激勵器是調頻廣播發射機中最重要的組成部分，也是相對獨立的一個部分，可跟據不同的機型或用戶的具體要求進行配置。廣播發射機的電氣性能指標基本上都由激勵器決定，因此激勵器電性能指標的好壞，就決定了整機的電性能指標好壞。隨著對廣播節目質量的要求越來越高，近年來出現了數字調頻激勵器，它采用了最新的數字電路技術，調制信號就是全新的數字音頻，通過內部全數字立體聲編碼器和調制器，使調頻信噪比和立體聲分離度、諧波失真等電性能指標有很大提高，但隨之而來就是其價格也相當昂貴。對于要求很高的大功率發射機來

44、說，可以選配高性能的數字調頻激勵器。對調頻激勵器而言，它的基本功能就是產生一個調頻載波信號，并通過適當的功率放大作為激勵信號，去推動調頻廣播發射機的末級功率放大器工作。所以它的激勵輸出功率一般為15W30W，因此，它本身就可以作為一臺小型調頻廣播發射機使用。無論是何種型號的調頻激勵器，它的基本組成部分都包括有：音頻輸入單元、立體聲編碼器、調頻調制器、功放單元、監測/顯示單元和供電系統等。音頻輸入單元的主要功能是對輸入的音頻信號進行預處理，以適應調頻激勵器輸入的音頻信號對載波信號調制的要求。它的主要電路包括有：音頻輸入阻抗選擇、音頻輸入信號調整、預加重電路、限幅器電路、立體聲/單聲切換及SCA/

45、RDS等雙節目信號輸入接口等。立體聲編碼器和調頻調制器的原理在上節已作過介紹，在不同類型的調頻激勵器當中，這一部分具體的電路雖然各不相同，但工作的原理是一樣的。掌握了原理后，對具體電路的理解就比較容易些。監測/顯示單元部分，不同的產品在使用方法上也是各不相同，有的產品其智能化程度較高，操作方便簡單，容易掌握。主要的工作狀態如頻率、輸出功率、音頻信號大小、電壓/電流等參數的顯示也方便用戶察看。相同之處就是作為調頻激勵器，它的主要技術參數指標都要符合國標GY/T 1692001米波調頻廣播發射機技術要求和測量方法的基本要求。下面是某型號調頻激勵器的主要技術參數：（以供參考）調頻激勵器主要技術參數1

46、. RF頻率范圍 87MHz108MHz 步進10kHz2. 輸出功率 0額定功率 連續可調3. 輸出阻抗 504. RF輸出連接器 N或L16 505. 殘波輻射 1mW，并低于載波功率60dB6. 寄生調幅 -50dB（無調制）7. 載頻允許偏差 ±200Hz8. 頻率穩定度 優于1×10-69. 調制頻偏 75kHz(100%調制)，最大調制能力100kHz10. 音頻輸入電平 -10dBm+10dBm 步進1dBm11. 音頻預加重 0s、50s、75s可選12. 頻率響應 ±0.5dB （30Hz15000Hz 1kHz為基準）13. 左右聲道電平差 0

47、.5dB （30Hz15000Hz）14. 立體聲分離度 45dB （30Hz15000Hz）15. 信噪比 70dB （1kHz， 100%調制） 16. 失真度 0.3%（30Hz15000Hz，100% 調制）17. 導頻頻率 19kHz±0.1Hz18. 音頻輸入阻抗 600 平衡19. 電源電壓 AC220V±20% 50Hz/60Hz±5Hz20. 機箱標準 19英寸21. 機箱尺寸 2U（500mm×484mm×88mm）22. 整機重量 13kg23. 溫度范圍 -10+4524. 相對濕度 95%25. 海拔高度 4500m其

48、他技術指標滿足GY/T 1692001米波調頻廣播發射機技術要求和測量方法目前使用較多的PTX-30/LCD型調頻激勵器是意大利RVR公司出品的一款性能較好、工作穩定、操作方便、價格適中的普及型激勵器，它的發射頻率可以在87.5108MHz范圍內變動設定，步進為10KHz，操作很方便。末級功率放大是寬帶設計，最大輸出30W，因此激勵器需要更換頻率和調整功率及各參數設置時，只需轉動面板上的編碼旋紐開關，其他部分則無需調整。作為調頻立體聲廣播使用時，音頻輸入采用兩路平衡輸入（也可以從輔助輸入端直接輸入立體聲復合信號），另外還備有數字音頻輸入和附加業務信道輸入口，即SCA/RDS輸入口，可滿足多種發

49、射的需要。 四、數字調頻激勵器模擬調制的調頻激勵器技術已經很成熟，但是受變容二極管特性的限制，模擬調制激勵器的調制碼速率較低、調制頻偏較小、調制方式不可重組、單個系統調制頻率不可改變，無法滿足更高信號質量的需求。而數字調頻激勵器是從音頻到射頻全過程數字化信號處理的調頻廣播激勵器，是基于軟件無線電技術的數字調制廣播發射機。采用可編程器件可實現調制重組、兼容多種調制方式、調制頻率可變、頻偏可調，還可以與采編器合并，擴展性強。數字化通信具有抗干擾能力強、傳輸可靠性高、便于進行數字信號的存儲和處理、易于集成化和微型化等優點，成為今后調頻廣播發射機的發展主流。目前數字調頻激勵器都采用了較新的數字信號處理

50、器（DSP）和現場可編程門陣列(FPGA)器件，針對立體聲編碼和頻率調制的特點通過軟件編程來實現調頻廣播的各種功能。FPGA是一種可由用戶自行定義和配置的高容量的專用集成電路，由許多較小的邏輯單元組成內部陣列。隨著集成技術的飛速發展，FPGA的規模越來越大，功能越來越好，已廣泛地應用于廣播通信領域。數字調頻激勵器可接入數字音頻信號（AES/EBU）或模擬音頻信號經A/D轉換，對音頻信號的處理、立體聲編碼均由DSP（數字信號處理器）來完成，而頻率調制過程DSP控制DDS技術（直接數字頻率合成器）來完成，實現了調制過程的全數字化。最后離散的數字調頻波再經D/A轉換后產生常規的調頻載波信號，以供功率

51、放大器放大到指定的功率輸出。簡稱“DSP+DDS”技術。與模擬的調頻激勵器相比，所具有的優勢明顯：改善了音質，使調頻廣播的音質接近CD的水平。提高了廣播發射機的可靠性，容易實現準確的遠程監控和故障診斷。數字調頻激勵器的原理框圖如下：模擬信號輸入LR數字信號處理器（DSP）（數字濾波、數字延時、導頻發生、立體聲編碼、數字預加重等）模數轉換（ADC）直接數字頻率合成（DDS）（數字調頻）AES/EBU接口電路數字信號輸入帶通濾波器電平調節及放大微處理器（MCU）電源電路功率放大器FM輸出RS485/232接口液晶顯示器低通濾波器數字調頻激勵器工作原理：圖中可以看出激勵器主要由音頻信號輸入單元、數字

52、信號處理單元、數字調頻調制及帶通濾波單元、功率穩定放大及低通濾波單元、人機接口控制及通信單元以及電源電路單元等六大模塊單元組成。音頻信號輸入單元負責接收模擬音頻輸入信號和數字音頻（AES/EBU）輸入信號，模擬音頻信號經模數轉換（A/D）成數字音頻后送入DSP，而數字信號則直接送入DSP，由DSP決定選擇哪種信號作為輸入音頻信號。數字信號處理單元是本激勵器的關鍵模塊單元，其核心為一高性能550MHz數字信號處理器（DSP），該DSP在軟件的控制下對輸入的數字音頻信號進行增益調整、數字濾波、數字預加重、數字導頻發生、數字立體聲編碼后產生立體聲復合信號碼流，通過運算將此碼流以調頻方式調制到激勵器基

53、頻碼流上，從而形成數字調頻碼流信號，此碼流被送入1000MHz直接數字頻率合成器（DDS），形成調頻射頻信號。數字調頻調制及帶通濾波單元的核心部件為一直接數字頻率合成器（DDS），它接收DSP輸出的數字調頻碼流信號，通過內部的直接頻率合成器形成數字調頻射頻信號，經內置數模轉換器（D/A）形成模擬調頻已調波信號，再經帶通濾波器后得到純凈的調頻射頻信號。功率穩定放大及低通濾波單元為一帶閉環控制的反饋式（AGC）調頻射頻功率放大器及低通濾波電路。可確保輸出功率在設定的功率上長期穩定運行。人機接口控制及通信單元采用一塊高性能片上系統（SOC）微處理器完成激勵器的人機接口、運行數據采集、報警保護、對外通

54、信等功能。各種操作命令由鍵盤輸入、由大屏幕液晶器和狀態指示燈實時顯示發射機工作狀態。通過標準的RS-232串口通訊接口（或其他接口）與遠程計算機進行數據交換，以實現遙控五、節目源的傳送節目源的獲得根據各電臺的節目方式不同而采用多種形式，一般主要是解決好節目編播處到發射臺發射機的輸入這一段的節目傳輸。對于固定的工作模式，一般可采用電纜傳輸，而對于現場直播等臨時工作模式，可采用的手段則有多種，無線傳輸STL方式（轉播車現場播出時采用小調頻把節目傳送到發射臺）、采用衛星節目收轉等，現在正在興起用ISDN專用設備可獲得非常理想的效果。但是不論采取哪種方式，對節目的電性能要求是相同的，即：1、要保證輸入

55、到發射機的信號電平大小符合要求，這樣才能保證合適的調制度，使播出最為有效；2、使節目在制作、傳輸過程中引入的干擾噪聲盡可能小；3、與發射機相連時，保證連接正確、阻抗正確和相位正確。假如阻抗不正確時，可能使調制度不足或影響音頻指標，當左、右路平衡輸入線相位接反時，普通單聲接收機接收的和信號將會是左、右聲道抵消后的差信號。另外需要指出的是，如果節目源是立體聲復合信號，則可以直接送入激勵器而不需要解調后再送入。為了使信號調制穩定，發射效果好，建議在發射機上增加高性能音頻處理器，實踐證明好的音頻處理器可大大改善發射效果。4、目前許多激勵器都配有數字音頻輸入接口（AES/EBU接口），具備條件的可采用數字音頻輸入的方式，信號傳輸抗干擾能力強、可靠性高。第五節 調頻廣播的天饋系統一