MMC研究背景與意義以及研究現狀和發展1.1研究背景和意義伴隨著我國工業化城市的發展和人民群眾生活水平質量的不斷提高,缺乏清潔能源、溫室效應及污染環境等一些問題愈演愈烈,化石燃料能源的開發和利用方式被過分地依賴,人類的健康生存與社會發展已被其他地區所嚴重威脅。所以未來電力系統技術的發展趨勢是逐漸偏移到以太陽能、風力發電等為代表的可再生能源。由于新一代能源發電工藝具有較大的隨機性、間歇性以及較好地遠離負載中心的特征,導致可再生能源無法高比例接入電網。分布式直流電源轉換系統被廣泛稱為以直流電壓轉換來源型輸電轉換器(voltagesourceconverter-highvoltagedirectcurrent,vsc-hvdc)電壓作為技術基礎的一種高壓直流電源輸電轉換系統。經濟的方式接入電網。因此可再生能源發電靈活接入電力系統的關鍵技術之一是高壓直流輸電系統。1954年,全球首條商務化運行的直流輸電設備項目是在瑞士當地本土與哥特蘭島之間修建的一條高壓直流輸電設備線路。通過依靠交流電網傳統的hvdc輸電系統可以實現換相,所以hvdc輸電系統也被稱為以交流電網幻想變換器為主要技術基礎的直流(linecommutatedconverter-highvoltagedirectcurrent,LCC-HVDC)輸電系統。直流輸電的發展因為HVDC輸電系統對無功功率的控制能力較弱需要額外把無功補償加入且易發生換相失敗等問題也被限制。1990年,采用全控型功率器件構成的電壓源型高壓直流(VSC-HVDC)輸電系統被來自加拿大UniversityofMcGill的Boon-TeckOoi教授首次提出[1]。VSC-HVDC系統把傳輸成本降低,使整個電網穩定性被改善并且復雜互聯電力系統的可靠性也被提高了。電力電子器件的耐壓水平使其遠無法滿足高壓直流輸電的需求,而模塊化多電平變換器(MMC)的出現把傳統電壓源型變換器不足的問題有效解決了[2]。開關器件所需要承受的等效電壓和應力由于mmc模塊化結構設計被大大降低,同時因為每個子模塊中的一個開關器件都是運行在較低的開關頻率所以便能夠在交流側取得較高的等效開關頻率,變換器的損耗被大大減小,并且因其在多電平上輸出的諧波含量比普通開關的正弦波少,使其被高壓大功率場合適用。1.2MMC的發展現狀目前,世界上已經全部開始進入投運的a-mmc-hvdc機電工程如下圖表1-1所示。2011年,西門子正式宣布開始對外投運作為全球首項a-mmc-hvdc隧道工程之一的即美國加州跨大洋海灣隧道工程(transbay海灣工程),MMC由此被正式運用工程實際。MMC變換器中子模塊被ABB公司與壓接技術相結合來研制了級聯兩電平變換器(CacadedTwo-LevelConverter,CTLC),其基本原理仍為MMC電路,單個模塊耐壓等級因耐壓接技術被成倍提高。多條柔性直流輸電工程基于CTLC被ABB公司建設[3]。2011年,上海南匯風電場項目正式投運,該項目直流側電壓士30kV、系統額定功率為18MW,主要被用于南匯風電場的并網,這是亞洲首條MMC-HVDC工程。隨后,2014年,浙江舟山一座多端柔性直流示范工程在中國開工并正式投運,它已經成功把整個海島之間實現了互聯網絡,這也使得它成為世界上段數最多的一座高端柔性直流輸電工程。2018年,由中央和國家電網共同建設的張北四端張北柔性直流示范工程正式投運,其中輸送側供電容量3000mw,直流側供電壓力等級控制為土500kv,該示范工程已經被譽為世界上第一例直流電網工程[4]。表1-1部分在建或已投運MMC-HVDC工程投入時間工程容量(MW)直流電壓(kV)建設目的2010TransBayCableProject(SIEMENS)400±200海上風電并網2011上海南匯柔性直流輸電示范工程(國家電網)18±30風電場并網2013南澳多段柔性直流輸電示范工程(南方電網)200±160海上風電并網2014INELFE(SIEMENS)2000±320電網互聯黑啟動2014InterconnectionsPoles4(ABB)700±500電網互聯2014Sylwinl(SIEMENS)SkagerrakHVDC864±320離岸風電并網2014舟山多段柔性直流輸電重大科技示范工程(國家電網)1000±200島嶼電網互聯2015廈門柔性直流輸電科技示范工程(國家電網)1000±320大城市供電2015BorWinl(ABB)400±150離岸風電并網2015NordBalt(ABB)700±300電網互聯2017渝鄂柔直背靠背聯網工程(國家電網)1000±350電網互聯.2018CaithnessMorayHVDCLink(ABB)1200±320電網互聯2018張北直流電網工程(國家電網)3000±500電網互聯

大城市供電ULTRANET(SIEMENS)2000±380電網互聯MMC為國內外的柔性直流輸電工程發展新的機遇，更大容量，更高電壓也逐步成為柔性直流輸電的發展方向。除此之外在新能源并網、交流電網互聯、直流輸電工程、改善電能質量和交流電網互聯中MMC都發揮了巨大作用。1.3MMC關鍵技術研究現狀現今,海內外正在積極進行基于mmc的主要電容調節交流電壓驅動控制單元技術的基本研究應用工作,基本研究內容主要包括:mmc子單元模塊的基本結構、調節電壓策略、子單元模塊的應用電容預充電驅動控制、子單元模塊的應用電容調節電壓均衡驅動控制、環流控制以及子模塊故障診斷及容錯控制等。接下來會把MMC每項重要控制技術的研究現狀進行簡單介紹。1)MMC子模塊結構子模塊是作為mmc拓撲結構的一個基礎和功率單元,mmc的輸出性能與mmc拓撲結構中的一個基礎和功率單元-子模塊直接密切相關。所以,mmc出現后,許多專家和學者對mmc的子模塊結構方法進行了進一步的探索,并且在經典子模塊結構的基礎之上,研究出很多被改造的子模塊結構。如今我們所需深入研究的多個mmc子容器模塊組合結構主要包括:基本的多個橋接方式子容器模塊組合結構、直接并行串聯的多個低電壓水平子容器模塊組合結構、多個高電壓水平子容器模塊和多個箝位器類型子集的模塊組合結構[5]。2)調制策略調制戰略影響著各個變換器工作狀態及其輸出特點,它們都是mmc的重要關鍵技術。多電平變換器具備多種調制的策略,如空間向量調制、多載波調制以及階梯波調制。每種調制策略都可以用來作為mmc的調制策略,但是不同調制策略使用時會有限制要求?？臻g寬度向量直流脈沖磁場寬度基準調制設計策略(spacevectorpulsewidthmodulation,svpwm)就是從直流電動機的性能特點和使用角度上來考慮問題出發,以三相高頻正弦直流電壓器提供給直流電動機并在進行高頻直流配電時所根據需要調制產生的一個寬度圓形旋轉磁場寬度作為進行調制的寬度基準,通過控制逆變器在不同的功率開關管在運行時的狀態下所根據需要調制形成的一個旋轉磁場寬度來直接進行調制逼近一個圓形的旋轉磁場,根據二者之間進行寬度比較的調制結果也就可以直接決定一個小型逆變器采用功率調制開關二極管的如何啟動和功率開關管在運行時的狀態,生成所調制需要的空間pwm向量脈沖[6]。該調制策略的優點是逆變器的直流電壓利用率高且容易編程實現;缺點是不適合應用于輸出電平數目較多的場合,一般不超過五電平。同時,如果當MMC為單相系統時,該調制策略則無法使用。多載波脈沖調制器的策略主要概念是通過雙相帶極性的pspwm載波調制器的策略進一步簡化擴展而來,主要包括有單個載波上的移動單相上的脈沖載波寬度頻率調制(carrierphaseshiftedpulsewidthmodulation,cps-pwm)和多個載波上的層疊移相脈沖載波寬度頻率調制(carrierstackedpulsewidthmodulation,CS-PWM)。CPS-PWM所有載波在水平位置均勻分布,相鄰載波相位差相等,共用同一路調制波。CS-PWM所有載波在垂直位置均勻分布,相鄰載波相位相同或相反,共用同一路調制波。cps-pwm等效開關頻率比較高,輸出波形性能相對較好,但是開關損耗比較大,當mmc每個橋臂上的子模塊數量比較多時,基于這種調制策略下的子模塊進行電容與電壓均衡的控制就會比較麻煩,參數整定比較困難。CS-PWM實現相對比較簡單,等效開關頻率即自身功率開關管的開關頻率,直接應用于MMC時,MMC子模塊電容電壓自均衡困難,必須立刻進行均壓控制[7]。階梯波調制也被稱為最近電平逼近調制(nearestlevelmodulation,nlm),是通過一個階梯波函數來逐步逼近其中需要的一個正弦波。該方法采用的調制策略子模塊的開關頻率比較低,開關功率損耗比較小,但不太適合廣泛應用于mmc橋臂上子模塊數量少的情況,如果子模塊數量少,則mmc輸出性能就會很差,輸出的波形中也會含有大量的諧波。因此,該調制策略通常用于每個橋臂級聯有數十個甚至數百個子模塊的HVDC工程應用[8]。1.4本文主要工作本文主要是針對單相模塊化多電平變換器的環流控制技術和方法進行了研究,主要內容包括mmc的研究發展現狀、調節策略、子模塊電容預充電的控制技術、子模塊電容電壓均衡控制技術、環流控制方法以及實驗平臺設計等相關內容。為了更加詳盡地闡述MMC的控制方法,則對每章節內容作如下安排:第1章首先概述多電平變換器研究的背景及意義，然后簡單介紹一下國內外投運應用MMC的工程，最后介紹模塊化多電平變換器的研究現狀以及相關控制方法的研究進展。第2章主要是對單相模塊化多電平變換器的工作原理與調制策略進行研究。首先詳細介紹MMC的拓撲結構，并結合其拓撲結構詳細說明MMC的工作原理以及推導MMC的數學模型。第3章主要分析說明多電平變換器調制策略的原理，之后詳細分析應用于MMC的調制策略以及實現方法。第4章正在進行的功率電路設計與應用模塊化主控制電路、輔助控制器電路、采樣調理電路、PWM光纖傳輸電路以及總線接口電路等組成的控制系統。第5章是仿真分析。通過仿真和實驗驗證本文所研究的MMC調制方法的有效性。第6章主要內容是對自己在本文工作中的一些做法和實際工作中的情況重點進行了分析總結。2單相MMC的拓撲結構與工作原理2.1單相MMC的拓撲結構由于兩種三相驅動mmc輪的工作時間均具有良好的運動對稱性,且每相上、下一個驅動橋臂的整體工作運動原理相同,同時每相可獨立控制,因此,本文選擇將單相MMC作為研究對象。單相交流模塊化多交流電平穩壓變換器的電路拓撲基本結構如電路圖2-1所示,其電路拓撲由上、下兩個交流橋臂穩壓電感組成連接電路組成,-般每個交流橋臂穩壓電感都可以包含一組n或一個子電路模塊和一個交流橋臂穩壓電感,交流信號輸入的一端可作為s/rl交流負載。MMC的橋臂電感可用于控制MMC系統環流,同時在系統發生短路時用于抑制短路所引起的過電流以及過電流上升率,進而避免損壞MMC子模塊[9]。MMC每個橋臂上子模塊的數量越多,則交流側輸出的電壓電平數目越多,進而交流側的輸出結果更加接近正弦波。根據目前的技術研究進展,常用的子結構模塊主體結構主要有全梁雙橋半梁式子結構模塊和全梁半橋式子結構模塊,本文以子橋式模塊結構作為主要的半梁全橋式主體結構模塊進行了深入研究,其具體結構由兩個開關管VT1、VT2串聯,同時各自并聯一-一個電力二極管VD1、VD2,之后再并聯一個大電容C組成。圖2-1單相模塊化多電平變換器拓撲2.2單相MMC的工作原理子模塊是mmc拓撲重要的組成部分,而子模塊中各種功率開關元件的啟動和開關運行狀態也就決定著子模塊的運行模式,進而決定MMC的運行狀態。根據子模塊中各種功率投入式開關元件的啟動和開關運行狀態,可以把子模塊中各種工作狀態大致劃分為三種,分別是投入式狀態、切除式狀態和閉鎖狀態。閉鎖狀態只有當MMC系統出現故障時才會出現,此目的是為了保護MMC主電路不因系統故障而損壞[10]。根據各種流入和流出子模塊的電流運行方向不同,則我們可將mmc子模塊的各種工作狀態大致劃分為兩種主要工作模式,因此,mmc子模塊一般共有六種主要工作模式,如圖2-2所示。規定當一個橋臂的電流由子模塊a端口進行流入,b端口在此情況下流出,iarm>0;橋臂的電流由子模塊b端口進行,a端口在b端口中流出時,i例如,當子模塊工作在一個投入的狀態,即vt1開關管自動打開、vt2開關管自動打閉時,且iarm例如,當子模塊在一個投入的狀態,即vt1開關管打啟、vt2開關管閉合或打斷時,且iarm當子模塊工作在切除狀態,即VT1開關管關斷、VT2開關管開通時,且iarm例如,當子模塊兩個端口工作在一個被切除的狀態,即vt1開關管被打斷、vt2開關管被打通時,且iarm例如,當子電器模塊的兩個工作狀態處于一個閉鎖的工作狀態,即每當vt1開關關閉二極管自動連續關斷、vt2開關關閉三極器導管自動連續關斷時,且iarm例如,當子模塊的電容器工作于一個完全閉鎖的狀態,即vt1開關管與電容器的關斷、vt2開關管與電容器的關斷相連時,且iarm模式1模式2(a)投入狀態模式3模式4(b)切除狀態模式5模式6(c)閉鎖狀態圖2-2MMC子模塊的工作模式從上述MMC子模塊的工作模式可知,子模塊兩個端口之間的電壓UAB只有Uc和0兩個電平。當子模塊正常工作時,開關側的電源管vt1和電源管vt2互補導通,此時通過控制電源的子模塊將電源工作于一個投入或者是切除的狀態,可以實現使交流側輸出相電壓轉換為多電平[11]。一般控制每相上、下橋臂中所有工作在一個投入狀態的子模塊數量之和應當等于每一個橋臂中的子模塊數量,即mmc正常運行時,每相上、下橋臂中所有工作在一個投入狀態的子模塊數量都應滿足:Np_on+Nn_on=N(2-1)其中，N為每個橋臂上子模塊的數量，Np_on和Nn_on分別表示每相上、下橋臂工作在投入狀態的子模塊數量。2.3單相MMC的數學模型為了對MMC進行深入研究,需要建立其數學模型。MMC.上和下橋臂所有子電路模塊總的單相電壓都同樣可以被等效地直接定義成作為-或-一個單相電壓源un,下橋臂所有子電路模塊總的單相電壓都足以可等效地直接定義成作為-或-一個單相電壓源un,各種單相電感都同樣可以被等效地直接定義成作為一個單相電阻和一個單相電感的等效串聯,則單相電阻mmc的等效串聯電路基本結構如下見圖2-3所示,對其列寫KCL方程可得,交流側電流i的表達式為式(2-2)。i=iparm-inarm(2-2)式中，iparm為上橋臂電流，inarm為下橋臂電流。定義環流的表達式為:izMMC環流僅在其相內和相間流動,以維持系統能量的平衡。將環流在上、下兩個橋臂上平均地分配,則上、下兩個橋臂的電流可以用下式表示。iparm=i2+iz(2-4)Inarm=?i2+圖2-3單相MMC等效電路對圖2-3所示的單相MMC等效電路列寫KVL方程可得式(2-5),將式(2-5)中的兩式相減可得式(2-6)。Udc(2-5)Uu=將式(2-4)代入式(2-5)中，并將式(2-5)中的兩式相加，可得到:2?由式(2-7)所述我們可知,環流驅動過程電路中的一個雙向交流橋臂諧波器的分量可能會波動產生的主要波動原因也就是直流側輸出電壓和上、下兩個交流橋臂總線側電壓的之和大小不等,其主要原因表現在在mmmc各個交流橋臂高壓電感上的交流壓降。將式(2-2)代入式(2-6)可得式(2-8)，進一步得到交流側等效電感和等效電阻分別為式(2-9)和式(2-10)。此時，單相MMC的簡化等效電路如圖2-4示。u=uReqLeq圖2-4單相MMC的簡化等效電路定義MMC的交流側電動勢為:e=u將式(2-8)可進一步簡化為式(2-12)。則進一步得到單相MMC的簡化等效電路模型如圖2-5所示。u=R?圖2-5單相MMC的簡化等效電路模型設變換器交流側的輸出相電壓u為正弦波，則u=Um式中，Um為交流輸出電壓u的幅值;0為角頻率。定義調制度m，由式(2-14)表示，0<m<1。m=2U式中，Ude為直流側電壓。當環流中的交流分量為零時，根據式(2-12)、式(2-13)和式(2-14)可得到，MMC上、橋臂的開關函數為:Smp(2-15)S通過上述分析，由式(2-15)可知，通過控制MMC.上、下橋臂的電壓即可控制MMC的輸出性能，而對MMC上、下橋臂電壓的控制主要是通過相應的調制策略來實現的。3調制策略原理即實現方法多種高電壓水平信號變換器通?？梢酝瑫r具備多種類的調制技術策略,根據第1章的實例分析,并非說不是所有用于多種高電壓水平時的調制技術策略都必須是一種可以直接用來作為調制mmc的一種調制技術策略,常見于作為mmc的多種調制技術策略主要可以包括三種:較低載波逼近移相時的調制技術策略、載波層疊時的調制技術策略以及最近一個較高電平載波逼近時的調制技術策略。3.1載波移相調制載波水平移相變換調制處理策略(carrierphaseshiftedpulsewidthmodulation,cps-pwm)的一個基本原理也就是兩單相電路水平移相變換器的cpspwm移相調制以該技術的作為為其基礎,采用了在兩個水平不同位置上通過多相電路移相調制的載波與不同等腰三角形的載波之間相位不同、頻率和幅度比值相同的等角三腰式波與雙相三角載波相位的對應方式進行移相比較,進而可產生與載波數量相同的PWM脈沖,然后將這些PWM脈沖疊加,形成多電平波形[12]。mmc每個橋臂上都包含有n個子模塊,在cps-pwm中是以一個橋臂上的所有子模塊作為其調制對象,其上一個橋臂的所有調制波分別記作為upr,下一個橋臂的所有調制波分別記作為unr,上、下一個橋臂的所有調制波初相位之差為π,每一個橋臂上的三角載波記為upci(i=1,2..n),下橋臂的三角形載波定義為unci(i=1,2...n),三角載波的周期定義為tc,上一路橋臂第1路三角載波的初相位定義為,則每路三角載波的初相位定義為;下橋臂第i路三角載波與上橋臂第i路載波相差Tc/2,即二者相位相反。上橋臂各個子模塊之間產生pwm邏輯電平的計算方法主要是將調制波upr與三角載波upci進行比較,比較結果以該橋臂上第i個子模塊的開關管vt1的觸發脈沖邏輯,將該電平的觸發脈沖邏輯選取反加死區域作為該開關管vt2的觸發脈沖邏輯。將一組調制波與每一組三角形載波直接進行比較得到的結果相加,則即可以輸出到n+1電平效果;下橋臂各電源模塊啟動器和開關管的觸發脈沖相同,將調制波unr與三角形載波unci作一個比較,比較的結果作為該橋臂上第i個子模塊開關管VT1的觸發脈沖邏輯,將該觸發脈沖邏輯取反加死區作為開關管VT2的觸發脈沖邏輯。將調制信號波與各路三角形載波直接進行比較所得結果進行計算,則可輸出得到N+1電平的效果[13]。在實際中根據電路設計需要,觸發脈沖邏輯或為高電平有效,或為低電平有效,若取高電平有效,則當ur>uci時,該橋臂上第i個子模塊開關管VT1的PWM脈沖邏輯為高電平,開關管VT2的PWM脈沖邏輯為低電平;若取低電平有效,則當ur,<uci時,該橋臂上第i個子模塊開關管VT1的PWM脈沖邏輯為高電平,此時開關管VT2的PWM脈沖邏輯為低電平。根據式(2-13)和式(2-15)可知,CPS-PWM應用于MMC時，其上、下橋臂中的每個子模塊各自承擔1/N的橋臂電壓，即可得到上橋臂各子模塊和下橋臂各子模塊的調制波分別為:uprunr以一個橋臂為例進行說明，圖3-1為載波移相調制原理圖，圖3-1中，子模塊數量N等于4，第1路三角波的初相位為0，4路三角載波相位依次相差T/4。圖3-1載波移相調制原理圖3.2載波層疊調制載波層疊調制策略(carrierstackedpulsewidthmodulation,cs-pwm)的主要基本原理之一就是通過采用同一路載波調制波與垂直位置上的多路幅值和脈沖周期相同但脈沖數量相位不同的三角載波相互進行比較,進而使得可以直接產生與載波脈沖數量相同的pwm脈沖,然后將這些pwm脈沖進行疊加,形成了多電平的波形。按照各路載波初相位不同,可將載波層疊方式分為:同相載波層疊、正負反相載波層疊和交替反相載波層疊[14]。根據載波層疊混合調制表現方式的不同,載波層疊的混合調制表現方式大致可以細分為三種載波層疊混合調制的表現方式,如下下圖3-2所示,圖(a)中一種表現的方式是一種相同兩路載波進行層疊混合調制的一種方式,其所有兩路載波的層疊頻率和幅度相位都相同;如下圖(b)為正負相互相對反相兩路載波進行層疊混合調制的一種方式,其所有兩路載波以上的水平垂直軸對稱,水平垂直線軸以上所有兩路載波的頻率相位與其他水平垂直線軸以下所有兩路載波的頻率相位正好基本相反;其中如下圖(c)為一個互相交替的正負反相層疊調制載波模型,其每負一路載波的初頻與相位和其他正負相鄰兩路載波的初頻和相位恰好完全基本相反。根據本文實例分析統計結果得以可知,基于兩種同相頻率載波信號層疊頻率調制的信號輸出處理結果最佳,因此本文主要選擇了基于同相信號載波頻率層疊信號調制輸出作為同相載波信號層疊調制模型下的一種調制輸出策略。同相載波層疊調制正負反相載波層疊調制交替反向載波層疊調制圖3-2載波層疊調制的三種方式mmc每個橋臂上都包含一個n個子模塊,在cs-pwm中,以一個橋臂上的所有子模塊作為其調制對象,將其上一個橋臂的所有調制波記作upr,下一個橋臂的所有調制波記作unr,上、下一個橋臂的所有調制波初相位之差定義為π,每一個橋臂上所有三角載波記作upci(i=1,2,..n),下橋臂的三角形載波定義為unci(i=1,2...,N),三角載波的周期為Te,.上和下橋臂所有兩個三角載波的初始和相位計算公式相反定義是因為,下橋臂所有的兩個三角反射載波與上和下橋臂所有三角載波的最初相位公式相反[15]。上橋臂各個子模塊之間產生pwm邏輯電平的計算方法:將調制脈沖波upr與三角載波upci電平作一個比較,比較結果可以用來作為該橋臂上第i個子模塊的開關管vt1的觸發脈沖邏輯,將該電平的觸發脈沖邏輯選取反加死區域作為該開關管vt2的觸發脈沖邏輯。將一組調制波與每一組三角形載波直接進行比較所得結果進行計算,則即可以輸出n+1電平效果;下一段橋臂各個子模塊開關管的觸發脈沖邏輯如下同理,將調制波unr與三角載波unci作數據進行比較,比較結果可以作為該一段橋臂上第i個子模塊開關管vt1的觸發脈沖邏輯,將該子模塊的觸發脈沖邏輯選取反加死區域作為該開關管vt2的觸發脈沖邏輯。將調制波和每路三角形載波直接進行比較所得結果并加,則可輸出得到N+1電平的效果[16]。另外,也可以將上橋臂第i個子模塊經過載波層疊調制得到開關管VT1和VT2的PWM邏輯電平取反,作為下橋臂第i個子模塊開關管VT1和VT2的PWM邏輯電平,該方法可以將系統控制所需的調制波和三角載波數量減少一半,節約實驗平臺控制器的資源。在實際中根據電路設計需要,觸發脈沖邏輯或為高電平有效,或為低電平有效,若取高電平有效,則當ur>uci時,該橋臂上第i個子模塊開關管VT1的PWM脈沖邏輯為高電平,開關管VT2的PWM脈沖邏輯為低電平;若取低電平有效,則當ur<uci時,該橋臂上第i個子模塊開關管VT1的PWM脈沖邏輯為高電平,開關管VT2的PWM脈沖邏輯為低電平[17]。根據CS-PWM原理以及結合式(2-13)和式(2-15)可得到CS-PWM的調制波為:u(3-2)u以一個橋臂為例進行說明，圖3-3為載波層疊調制原理圖，圖3-3中，子模塊數量N等于等于4，三角波的初相位為0。圖3-3載波層疊調制原理圖3.3最近電平逼近調制最近電平逼近調制策略(NearestLevelModulation,NLM)的階梯波基本原理之一就是通過階梯波的電平逼近,在不需要考慮子模塊冗余的情況下,根據實時參考調制波,使mmc橋臂_上各個子模塊同時工作在投入的狀態或者是切除的狀態,使上、下兩種橋臂中,工作在各自投入的狀態下各子模塊的數量按式(2-1)進行變化,以階梯波為基礎來逼近正弦波[18]。各橋臂子模塊的數量相對較多,則通過調制所獲得的電平數目相對較多,進而計算獲得的階梯波波形越來愈接近于正弦波,已經有一些研究結果表明,當多電平變換器的輸出電壓電平個數超過21電平時,采用該模塊調制策略時,輸出電壓中的頻率和諧波含量相對較少,變換器具備了較好的輸出特點和性能。MMC每個橋臂上有N個子模塊,在NLM中,以一個橋臂上的所有子模塊作為調制對象,確定每個橋臂中各個時刻需要工作在投入狀態的子模塊數量,該過程是通過四舍五入取整函數完成的,然后再結合相應的子模塊電容電壓均衡控制方法,確定具體需要哪些子模塊需要工作在投入狀態,哪些子模塊需要工作在切除狀態,進而確定每個子模塊中VT1、VT2開關管的開關狀態,則輸出波形就呈階梯波規律變化[19]。最近電平調制策略主要用于各種子模塊和橋臂數量相對較多的應用場合,目前已經將這種調制策略廣泛地應用于mmc的一些實際應用場合中,其每一個橋臂的子模塊數量大約高達數百個?；趎lm策略,上、下兩種橋臂都需要進行投入狀態下的子模塊數量計算公式列表如下,Np_onNn_on式中，N是每個橋臂上的子模塊數量;Np_on和Nn_on分別是MMC.上、下橋臂需要工作在投入狀態的子模塊數量;round函數表示四舍五入取整函數;u是交流側輸出的正弦電壓;Uc_ref是子模塊電容參考電壓，Ucref=UddN，Udc是直流側電壓[20]。圖3-4為最近電平逼近調制的原理框圖,為了能夠通俗易懂地理解nlm,以一個高電平的橋臂為例對子模塊進行了說明,子模塊的數量n等于4,同時高電平有效,按照取整函數對調制波形做取整運算即可得到階梯波的波形,通過式(3-3)的計算方法可得_上的橋臂各個時刻所需要的工作在調制波投入狀態下的子模塊數量,以圖3-4中to時刻對上橋臂進行了說明,此時調制波的值約定義為-1.1,取整后的值為-1,則可以說明此時刻,上橋臂需要分別有3個子模塊正常工作在下一次投入的狀態,1個子模塊正常工作在上一次切除的狀態。圖3-4最近電平逼近調制原理圖結合上述三種常用于MMC的調制策略的原理和實現方法，對比總結三種調制策略的優缺點和應用場合如表3-1所示。表3-1不同調制策略對比調制策略優點缺點應用場合CPS-PWM開關頻率固定，諧波性能好，子模塊損耗

一.致性高，便于擴展不易實現冗余模塊備用電平數相對較多的場合CS-PWM電壓畸變率小子模塊損耗一致性差

電容電壓不易均衡電平數相對較少的場合NLM原理簡單、電平數多時諧波水平很低電平數少時誤差很大

且諧波水平高.電平數很多的場合，電平

數通常超過21電平4模塊化多電平變換器的功率電路及控制電路設計4.1功率電路系統設計1)功率電路系統結構圖4-1是功率電路實物圖的接線圖，圖中KMx是接觸器，都為常開開關，其中KM2和KM3是兩開關聯動的常開開關，KM1、KM2和KM3用于控制MMC系統啟動預充電和正常工作之間的切換，KM4用于在系統停機時,對電路中所有電容放電;HVx是電壓傳感器，用于測量MMC各處的電壓，包括子模塊電容電壓和交流側輸出電壓;HCx是電流傳感器，用于測量MMC橋臂電流和交流側輸出電流[21]。MMC功率電路中的橋臂電感以及子模塊的開關管和電容參數對子模塊電容電壓波動大小、環流以及系統的運行安全有重要影響，因此需要對這些參數進行分析設計，設計方法如下。圖4-1單相MMC實驗平臺功率電路接線圖2)子模塊電容參數設計MMC子模塊電容大小會影響其電容電壓波動，如果子模塊電容過小，使其充放電過程過快，進而使其電壓波動范圍變大，會影響MMC輸出性能以及系統安全性;如果子模塊電容過大，則使其充放電過慢，會導致系統的動態性能會變差，同時電容容量越大，意味著電容體積越大，相對而言，成本也更高，此時當MMC每個橋臂上的子模塊較多時，則子模塊電容會使MMC系統的整體體積和成本大大增加[22]。因此,選擇容量合適的子模塊電容尤為重要。綜合考慮以上因素，定量分析子模塊電容大小與調制度、每個橋臂上子模塊的數量、系統的功率大小以及子模塊電容電壓的波動系數等的數學關系，推導得到了MMC子模塊電容值的計算公式為:C≥式中,為該電控系統所采用設計中的單相橋臂mmc的額定進入輸出電流功率;n為一個在單相橋臂電路上的子容器模塊的總數量;其值為子容器模塊中一個電容器的參考值;。為子電路模塊的輸出電容量和電壓所提供允許的頻率波動。o為系統的偏心旋轉角度和頻率;為函數mmc的一個基本功率因子函數;m為調制度。由該式可計算得到子模塊電容的最小值,進-步綜合上述因素確定子模塊電容的具體值[23]。MMC仿真模型直流母線電壓為200V,后續做實驗直流源最大也可達到200V。但是,設計MMC實驗平臺時，為了兼容后續實驗，將直流母線電壓提升至800V，即設計單相MMC的額定功率Pm=7.5kW;子模塊電容電壓的參考值Uc_ref=200V;設置其波動系數ε=5%,則波動量?uc=10V;系統角頻率∞=2πf=314rad/s;MMC的功率因數cos3)橋臂電感參數設計mmc每個橋臂上都有一個電感,該個諧波電感在mmc正常工作運行時,可以通過降低橋臂上電流的諧波含量,減小mmc的相間環流;在mmc系統中一旦發生短路故障時,橋臂的電感可以通過降低橋臂的電流增加和下降速度,從而降低短路故障的電流。分析得到,橋臂電感的計算公式為:L=U式中,為子電路模塊的最大電容量為電壓在模塊允許的電流波動頻率范圍內的最高工作電壓;m為協議可調度;fk為整流開關的工作頻率;△iarm_max為流在該模塊橋臂上的最大電流及其紋波最大波幅值,計算公式中的表示定義為:?i式中，IN為交流側輸出電流額定值;UN為交流側輸出電壓額定值;LC>在本系統設計中，子模塊電容電壓允許波動范圍內的最大電壓Uc_max=Uc_ref+?Uc=210V;設計橋臂電流紋波系數2=35%,設計uN4)開關器件選型開關管是所有電力電子裝置的核心部件,由于IGBT的優良性能以及適用場合,本實驗平臺所有開關管選用IGBT。首先要確定一個開關管的耐壓等級,根據英飛凌公司自己編著的相關書籍《igbt模塊:技術、驅動和應用》中所述的直流母線電壓與開關管耐壓等級之間對應的關系我們就可以分析得出,在直流母線的電壓范圍為800v時,器件的額定電壓應該是選擇1200v[25]。其次,需要首先確定一個開關管的電流額定值,選取的開關管電流額定值應該遠遠大于輸出電路中的峰值輸出電流,而在交換器中使用的功率開關管在輸出時流過的峰值輸出電流的計算公式如式(4-4)所示。峰值電流=系統容量根據(4-4)計算電流峰值為：I因此，應選擇額定電流值大于23.2A的IGBT。參考上述計算值，根據IGBT型號,選擇Semiconductor公司1200V/40A的單管IGBT，具體型號為FGL40N120AND。4.2控制電路系統設計本控制系統是采用了模塊化的設計,控制系統可以分為:主要控制器電路板、輔助控制器電路板、采樣調理電路板、PWM光纖傳輸電路板以及總線連接電路板,每個電路板有不同的功能以及電路系統[26]。主控制器的電路板主要目標就是以arm作為設計的核心,設計其中的最小控制系統以及與其他輔助控制器的電路板之間進行通訊的接口;輔助控制器的電路板主要特點就是以fpga作為設計的核心,設計其外圍電路,包括最小控制系統、外部可擴展的模數轉換器(analog-to-digitalconverter,adc)和數模轉換器(digital-to-analogconverter,dac)、串口通信、pwm信號通過rj45網線接口與其它輸出端口以及與其他電路板之間進行通信的接口或者數據傳輸的接口;pwm光纖傳輸電路板主要負責把從輔助控制器電路板傳輸出來的pwm信號,經過光纖傳輸發送端電路后再進行處理;采樣調理電路板的功能是將電壓電流傳感器對采樣得到的電壓電流信號作出一個調理值,使信號的大小和幅值能夠滿足ADC的模擬輸入要求,該電路板.上也設計有硬件過流保護電路,來保證MMC的安全可靠運行;總線連接板的作用是將所有控制電路板通過總線接口連接起來[27]。該控制電路系統可作為通用控制系統平臺,不僅能夠滿足對MMC的控制,也可作為其它電力電子裝置的控制系統。1)控制電路系統結構MMC有輸出電平數目多等諸多優點,但是其控制系統相比傳統多電平變換器較為復雜,尤其是MMC拓撲的子模塊數量較多,意味著開關管的數目眾多,則控制器就需具備豐富的I/O資源以及強大的數據運算和處理能力?；诖?MMC的控制系統通常采用主、輔控制器相結合的方式設計,各自負責不同的工作,本系統采用ARM+FPGA的控制器架構設計。當控制器經I/O端口產生PWM信號經過驅動電路控制功率單元時,如果傳輸距離過遠則可能會對PWM信號產生干擾,進一步可能導致開關管誤導通,因此選用光纖傳輸來消除此影響。針對上述選用的IGBT型號設計了驅動電路,保證該開關管可靠導通。本系統對所有的交直流電壓和電流信號都是使用了電壓霍爾和輸出的電流霍爾來進行采樣,經過一個調理電路,送入adc進行了數字化的處理。由于mmc需要采集的是電壓和輸出的電流信號,因此其中的頻率較多,采用外部擴展ADC的方式進行設計,來滿足系統數據轉換的需求[28]。同時,以防系統因電流過大,而導致整個系統出現故障,甚至對整個MMC實驗平臺造成不可逆的損毀,在此控制系統中設計了相應的硬件過流保護電路。下面將對不同部分的控制電路詳細說明其設計原理圖以及工作過程。2)控制器選擇arm軟件具有系統操作速度快、外部設備硬件資源豐富以及內部操作系統軟件運行穩定等三大特點,尤其以ST公司為代表的STM32系列處理器，程序編寫更為簡單，目前官方提供有編寫程序的庫函數以及外設配置軟件，可直接生成外設配置代碼，大大提高了軟硬件的開發周期。FPGA邏輯運算能力強，具有豐富的邏輯單元和I/O資源，可靈活配置I/O端口的功能和擴展各種外設[30]。因此，本文以ARM作為主控制器，FPGA作為輔助控制器的控制器架構來設計MMC的控制系統。無論是從控制器的處理速度和處理能力，以及I/O的數量都能滿足系統要求。a)主控制器st公司自2007年推出第一款stm32控制器以來,先后生產和發展了stm32f0/f1/f2/f3/f4/f7/h7等相關系列產品。其中,stm32h7系列包括stm32h743/753等,它們都是st公司于2016年推出的新型處理器產品,它的特點和優勢主要有:更為先進的處理器和內核,基于armcortexm7內核的處理器;更豐富的外設,擁有高達1060kb的片內sram,并且支持sdram,帶有tftlcd控制器,16位adc、12位dac以及dma數據傳輸等;更高的工作性能,stm32h743芯片全部采用6級工作流水線,最高工作時間為主頻延遲可達400mhz,是此前工作性能最高的stm32f7系列的兩倍,是stm32f4系列控制器的4倍;而且stm32h7系列芯片本身都自帶雙精度硬件浮點單元,在我們要做數字信號處理的情況下,就會具備比較好的特性;同時該系列芯片擁有靈活存儲控制器(FlexibleMemoryController,FMC),該功能可使它與其它芯片之間的通信變得簡單高效。正因為stm32h743zit6芯片本身具有上述這些優點,選其為主要的全局控制芯片,承擔著系統的各種全局控制算法,如環流控制、并網控制、電壓和輸出的雙閉環控制等,涉及到在全局控制技術中涉及到控制系統的各種設計和應用,運算產生系統所需要的調制波,同時承擔與輔助控制器進行通信等。b)輔助控制器FPGA擁有豐富的邏輯單元，使用者可以對它進行編程，根據自身需求實現不同的電路功能;FPGA在對數字信號進行處理時，可以并行運算處理，因此它具有效率更高、速度更快的優點;同時，FPGA開發難度相對較小且開發周期更短，更適合應用于數據量巨大且計算復雜的應用場合。本文設計的實驗平臺控制系統輔助控制器選用Altera公司CycloneIII系列的FPGA,具體型號為EP3C25Q240C8N，該型號芯片擁有數量可觀的邏輯陣列單元、I/O資源以及內存，可滿足MMC系統的要求。FPGA作為輔助控制器的主要功能是:編程生成載波,進而實現相應的調制策略以及對應的子模塊電容電壓均衡控制方法、完成PWM脈沖的產生與分配以及死區控制、外擴ADC和DAC控制、系統的過壓過流保護、故障診斷與處理以及主控制器進行通信等。3)PWM光纖傳輸電路圖4-2是PWM光纖傳輸電路原理，該電路主要負責將從輔助控制器電路板傳輸過來的PWM信號,經過光纖傳輸發送端電路進行處理，之后通過光纖跳線將PWM信號傳輸到光纖傳輸接收端電路進行處理。設計光纖傳輸電路的目的是為了防止當功率電路和控制電路距離過遠時，PWM信號被衰減或者受到干擾，而導致功率開關管誤動作。光纖傳輸接收電路光纖傳輸發送電路圖4-2PWM光纖傳輸電路原理圖4-2(a)是光纖傳輸接收電路，該電路的工作原理是:當PWM信號為高電平時，DS75451輸出為高電平;當PWM信號為低電平時，DS75451輸出為低電平，經光纖發射模塊HFBR1521發出PWM信號。圖4-2(b)是光纖傳輸發送電路，主要是通過光纖接收模塊HFBR2521接收PWM信號，進而經接收到的PWM信號傳輸給下一級驅動電路HFBR2521模塊各引腳的功能該模塊的數據手冊有詳細說明,本文設計的原理圖在輸出引腳接有上拉電阻。4)驅動電路圖4-3是功率開關管驅動電路原理，其中，圖(a)是驅動電路，該電路主要由驅動光耦芯片TLP5754、驅動電阻等組成;圖(b)是驅動光耦芯片的供電電路，該電路是通過電源模塊QA01以及外圍配置電路,實現對驅動光耦芯片供電。驅動光耦芯片的工作原理是1引腳的電壓高于3引腳的電壓則光耦內部的發光二極管導通，此時5引腳輸出有效電平使IGBT導通，否則IGBT處于關斷狀態。在調制策略部.分，本系統設定為低電平有效，驅動電路的工作過程是MMC驅動使能信號MMC_DRV為高電平時，MMC系統才能正常工作。例如,當pw和wm中的信號函數mmco_pwm1為一個小的低電平時,光耦只能輸出有效的一個高電平,這樣光耦可以直接使它的igbt開通,但是由于當pw和wm中的信號函數mmc_pwm1為一個小的高電平時,光耦只能輸出有效的一個低電平,這樣光耦可以直接使它的igbt開通關斷。驅動電路驅動光耦芯片的供電電路圖4-3功率開關管的驅動電路原理5)采樣及調理電路采樣調理電路是所有電力電子裝置必不可少的電路之一,盡管電路實現的形式有所不同，但是其作用都是相同的，都是將電路中所需參與控制的物理量通過采樣電路采集后，經調理電路將該信號進行一定的變換，變成下一級處理器能夠正常使用的物理量信號。a)采樣電路采樣驅動電路主要分為有額定電壓控制采樣驅動電路和額定電流驅動采樣兩種電路,眾所周知,電壓和采樣電流都可以是一個有限的交流和直流之分,本實驗平臺在設計中,無論交流量或直流量都用霍爾傳感器進行采樣,采樣信號的輸出最終都是以電壓信號的形式送入調理電路進行處理。圖4-4是采樣電路的原理,圖4-4(a)是霍爾電壓采樣電路,其中最核心的元器件就是一種型號為tbv5/25a的霍爾電壓傳感器,該傳感器件的基本設計原理及其主要參數可以看見下面的列表4-1。圖4-4(b)是霍爾電流采樣電路,其中最核心的元器件就是一個型號稱為hnc-50la的霍爾電流傳感器,該傳感器件的一些主要參數可以看見下面的列表4-1。(a)電壓采樣電路(b)電流采樣電路圖4-4采樣電路原理電壓采樣電路是根據擬測量電壓的大小范圍以及TBV5/25A的參數確定出圖4-4(a)中的輸入電阻R1的值和采樣電路輸出電阻的值。當電阻r1使得電壓傳感器的輸入電流成為初級線圈的額定電流時,這種電壓傳感器就能夠具有最優的測量精度,因此在使用電壓傳感器時,我們應盡可能地測量和確定與5ma的初級線圈輸出電流相適應的測量精度。例如,所需要測量的電壓最高值等于250v,則計算可得到R1的值為50kQ，功率取值為5W,但根據能購買到的標稱電阻，選擇R1的值為51kQ。電阻R2的取值與下一級調理電路允許輸入的最大電壓有關系,該電壓即為采樣電路允許輸出的最大電壓，再根據電壓霍爾初級線圈和次級線圈的匝數比，可算出次級線圈上的電流，則進一步可算出采樣電路輸出電阻的取值。表4-1霍爾傳感器主要參數型號額定輸入電流匝比額定輸出電流供電電壓.絕緣電壓TBV5/25A.5mA5000:10005mA15V50Hz/AC/2500V/1minHNC-50LA50A0.73611150mA土15V50Hz/AC/2500V/1min電流采樣電路根據擬測量電流的大小范圍以及HNC-50LA的參數確定出圖4-7(b)中采樣電路輸出電阻的取值。例如，測量電流的最大值為10A，經過初、次級線圈匝數比，可計算得到輸出電流最大值為10mA，假設輸入下一級調理電路的電壓最大值為3V,則采樣電路輸出電阻的取值為3002。b)調理電路調理調制電路主要組成有兩個交流數字信號多路調理調制電路和直流數字信號多路調理調制電路,由于調理電路下一級是ADC,其一般允許輸入的模擬變量必須為不小于零的物理量,而交流信號是正負交替的物理量，因此在進行下一級處理之前需要將正負交替的物理量經過處理變成直流物理量進行處理。圖4-5為電壓信號多路調理的調制電路設計原理,其中(a)為一個交流電壓信號的多路調理調制電路;其中的電路圖(b)為直流電壓信號的多路調理調制電路。交流調理信號(b)直流信號調理電路圖4-5信號調理電路原理交流電壓信號調理電路的主要工作原理如下:首先將一個電壓的信號通過rc濾波后,然后再經過集成運算放大器對一個電壓的信號做出反向運算和處理,之后再經過一個電壓的抬升,將正負交替的交流信號處理成方向不變的直流信號，然后再做電壓跟隨處理，最后進一步對信號進行限幅處理，使該信號的電壓值不小于0V，不大于3.3V。經調理電路之后，送入ADC進行處理。直流電壓信號濾波調理的工作電路相對比較簡單,首先所需要我們做的就是對經過限幅濾波優化處理的直流電壓信號濾波進行r-rc限幅濾波,然后通過一級運算信號放大器對其信號做一級直流電壓信號跟隨,最后再對直流電壓信號濾波進行一級限幅濾波處理,經調理電路之后送入ADC進行處理。5)模數轉換器選擇模擬信號的數字化技術是一種利用模擬數字信號控制器對其進行信號處理的必備條件,而adc則是將其進行模擬信號數字化的重要技術元件。由于主控制器STM32H743ZIT6內部集成的ADC的數量及采樣通道數有限，且外部擴展獨立的ADC也不方便，而MMC系統需要采樣的物理量比較多,STM32H743ZIT6內部的ADC無法滿足系統要求,因此本系統采用獨立的外擴ADC的策略。所選ADC的型號為AD7938，該型號的ADC有8路轉換通道，由于FPGA的I/O資源較多且定義靈活，則在FPGA上外擴三片ADC，一共有24路轉換通道。圖4-6是AD7938芯片及外圍電路。AD7938是一款可進行讀寫操作、數據并行輸出的ADC，其最高時鐘頻率可達25MHz，可選用內部參考電壓，也可使用外部參考電壓，本系統設計時選用內部參考電壓。三片adc的外圍配置電路相同,共用一個時鐘信號,同時共用一個數據總線以及一個控制總線。三片ADC由FPGA通過譯碼器來選擇具體工作的ADC芯片。每片ADC工作時，通過ADC芯片上相對應的地址位來選擇具體轉換通道，根據AD7938的使用手冊，在對該ADC進行寫操作時，即“WR”位的邏輯電平為0時，數據位DB5~DB7變為轉換通道的地址位AB0~AB2,在普通模式下為8路單端轉換通道，具體轉換通道選擇見表5-2所示。圖4-6AD7938芯片及外圍電路.表4-2AD7938轉換通道選擇寫操作(WR=0)轉換通道DB7(AB2)DB6(AB1)DB5(AB0)共地AGND000VINO001VIN1010VIN2011VIN3100VIN4101VIN5110VIN6111VIN7圖4-7ADC與DAC工作選擇電路.ADC與DAC工作選擇電路如圖4-7所示，該電路是通過74LV138譯碼器電路來選通所需工作的ADC或DAC,盡可能節省FPGA的I/O資源。根據表4-3所示的74LV138的真值表，通過FPGA的兩位有效地址信號選通具體所需工作的ADC和DAC使能狀態選擇見表4-4。表4-374LV138的真值表輸入輸出G2AG2BG1ABCYOY1Y2Y3Y4Y5Y6Y7HXXXXXHHHHHHHHXHXXXXHHHHHHHHXXLXXXHHHHHHHHLLHLLLLHHHHHHHLLHHLLHLHHHHHHLLHLHLHHLHHHHHLLHHHLHHHLHHHHLLHLLHHHHHLHHHLLHHLHHHHHNLHHLLHLHHHHHHHHLHLLHHHHHHHHHHHLH=高電平;L=低電平;X=不定態表4-4ADC和DAC使能狀態選擇地址編碼器件使能DECODE2.DECODE1低電平有效00ADCl_CS01ADC2_CS10ADC3_CS11DAC_CS6)數模轉換器選擇數模轉換器的作用是將數字信號量化轉換成模擬信號。設計DAC的主要目的是為了方便MMC的控制器系統的調試以及便于觀察數字控制系統中的某些控制效果[31]。所選DAC的型號為MAX547，該型號的DAC有8路轉換輸出通道。圖4-8是MAX547芯片及外圍電路。MAX547是一-款數據并行輸入的數模轉換器，通過MPC1541芯片產生精準的4.096V參考電壓。DAC的工作片選信號與上述ADC工作片選信號選擇方式相同，具體見表4-4。DAC與ADC共用數據總線以及部分控制總線。DAC的通道選擇是通過FPGA控制MAX547的地址位以負載輸入位來選擇轉換通道，通道選擇見表4-5。當DAC將所需的數字信號轉換成模擬信號時,波形經過如圖4-8所示的輸出調理電路后，以便使用示波器等測量顯示設備進行觀察。該集成電路首先通過對轉換后得到的模擬信號進行集成運算放大器tl084i做出一個電壓跟隨,之后再進行RC濾波處理。圖4-8MAX547芯片及外圍電路表4-5MAX547轉換通道選擇寫操作(WR=0)轉換通道AB2ABlAB0LDABLDCDLDEFLDGH0000111VIN00010111VIN10101011VIN20111011VIN31001101VIN41011101VIN51101110VIN61111110VIN7圖4-9DAC輸出調理電路.7)過流保護電路過流保護在電力電子裝置中是至關重要的。過流保護可分為硬件電路過流保護和軟件過流保護，一般在電力電子裝置的研發設計時兩種保護方法都需具備，但相比而言，硬件電路過流保護動作的速度較快,可靠性較高。下面對硬件過流保護電路進行詳細分析說明。圖4-10過流保護電路圖4-10是過流保護電路，該電路的工作過程是:首先對某一相電流以及該相的上、下橋臂電流進行檢測,檢測電路的前級是通過半波整流電路來檢測出被采樣電流的正、負半周期。然后對檢測出的正半周期的電流信號做一級電壓跟隨,對檢測出的負半周期的電流信號運用反比例放大電路做反向處理。最后再通過比較器將預先計算設計的最大電流參考值與實際采樣得到的電流實際值作比較，通過比較結果改變OC信號和LOCK信號的電平狀態，進而對系統進行電流保護，防止過電流。過載直流信號保護電路中的過流信號具體操作原理過程描述如下:當此時實際最大采樣的信號電流電壓參考值遠遠幾乎大于最大電流采樣的信號電流電壓參考值時,比較器lm293輸出一個電流低電平,此時又使oc中的信號被直接送入帶有控制器驅動觸發器的軟件中并進行過載直流電壓保護,同時此時通過lock將其中的電流信號被電壓拉低,lock將其中的電流信號再將控制器驅動,這樣就等于可以直接使此時能夠最大采樣的電流信號被lmmc_drv完全封鎖,進而直接導致了oigbt在被驅動時的信號完全閉鎖,實現了軟硬件控制通路的過載直流電壓保護;當此時實際最大采樣的信號電流電壓參考值遠遠幾乎小于最大電流采樣時的電流電壓參考值時,比較器lm293輸出一個高電平,此時又使oc中的信號又再輸出一個高電平,同時又使lock中的信號為一個高電平,此時軟硬件過流保護都不會動作。5仿真分析1載波移相調制策略分析cps-spwm三角調制單元策略原理是什么指,對于每個控制橋臂模塊中的所有n到三個子芯片模塊,均衡器可以分別采用一個具有較低的功率開關調制頻率的兩個spwm,使它們在其中相當于對應的兩個三角調制載波依次分別轉換成作為1/n三角調制載波的信號周期,即2π/n相位的夾角,然后與同一條正交余弦波的調制單元波段的信號周期進行二次比較,產生一個n-n模塊組成的pwm作為三角調制載波中的調制單元信號,分別將其作為每個驅動器中n到三個子芯片模塊的調制單元,決定它們都知道是否已經有載波投入或者是否有切除。將同時投入的各個子輸入模塊之間的各種輸出輸入電壓usm相互進行疊加,得到介于mmc的各種輸入橋臂之間的各種輸出輸入電壓疊加波形。推導我們可以通過得出對在n中一個子器件模塊的一次疊加輸出輸入波形在被再次疊加之后,總和的輸出輸入波形的傅里葉級數可以是一個新的表達式:u(t)=k=1式中其中下的坐標t為全部，是采用儀器cps-spwm作為調制輸出策略的儀器mmc的一個調制輸出輸入信號調制變量。輸出信號頻譜中主要通常包含以下幾種頻譜成分:基波分量。當k=1時，可得基波分量：CTk式中：N為模塊數；UC為子模塊電容電壓；UTr為三角波幅值；Qmod載波分量。當k=mNkc，m=CTk式中：J0(?)為0階貝賽爾函數；kc邊帶諧波分量。當k=mNkc+n，m=1,2,…∞,n=±1,±2,CTk式中J0(?2仿真結果分析圖中(5-1)為載波移相調制策略仿真電路圖，圖(5-2)為控制框圖，圖(5-3)為橋臂子模塊輸出波形，體現MMC能夠使交流測電壓獲得更多電平的特點，并且能承受更高等級的電壓。圖(5-4)為輸出的電壓電流波形，由圖可知，輸出的電壓電流波形基本趨于正弦，獲得的電壓電流質量更高。因此，載波移相調制策略可以實現對于單相MMC的控制。（5-1）仿真電路圖（5-2）控制框圖（5-3）橋臂子模塊輸出波形（5-4）輸出電壓電流波形6全文總結本文以單相模塊化多電平變換器作為研究對象，對MMC的調制策略和仿真進行研究，主要完成了以下工作：通過閱讀文獻，首先闡述了多電平變換器的研究背景和意義，然后分析了當前多電平變換器的研究現狀與進展。詳細分析了單相MMC的拓撲結構與工作原理，并在此基礎上建立了單相MMC的等效電路，然后對其建立數學模型和簡化等效電路，說明MMC的控制思路。總結了MMC常用的三種調制策略原理及其優缺點。然后,進行功率電路的設計和模塊化主控制電路、輔助控制器電路、采樣調理電路、PWM光纖傳輸電路以及總線接