--摘要交直流混合微電網(wǎng)需要能量交換，而交直流雙向變換器是其中的關(guān)鍵，可以使能量在交流微網(wǎng)和直流微網(wǎng)之間流動(dòng)互通，它可以應(yīng)用在很多場(chǎng)合，并且有著不同的結(jié)構(gòu)。而本篇文章的主要研究?jī)?nèi)容是兩級(jí)式交直流雙向變換器，并且對(duì)直流輸出電壓脈動(dòng)波紋進(jìn)行分析，提出脈動(dòng)波紋抑制策略。介紹了雙向AC-DC轉(zhuǎn)換器的工作原理和電路結(jié)構(gòu)。整個(gè)電路包括前級(jí)的單相全橋AC-DC轉(zhuǎn)換器加Buck型有源濾波器電路和隔離的后級(jí)CLLC諧振轉(zhuǎn)換器。首先，建立前級(jí)AC-DC轉(zhuǎn)換器的數(shù)學(xué)模型，然后使用雙重控制方法來實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的DC側(cè)電壓輸出和AC側(cè)單位功率因數(shù)控制。針對(duì)雙頻頻脈動(dòng)的問題，首先分析了AC-DC轉(zhuǎn)換器雙頻脈動(dòng)的原因，然后提出了雙頻脈動(dòng)對(duì)系統(tǒng)的不利影響。最后，有源Buck型濾波器電路用于抑制直流雙頻紋波。后級(jí)使用隔離式CLLC諧振DC-DC轉(zhuǎn)換器。首先對(duì)CLLC諧振轉(zhuǎn)換器進(jìn)行模態(tài)分析，然后說明CLLC諧振轉(zhuǎn)換器的電壓增益。關(guān)鍵詞：AC-DC雙向變換器二倍頻脈動(dòng)電壓CLLC諧振型變換器目錄TOC\o"1-3"\h\u25231摘要 I10551Abstract II17827１前言 1301191.1本設(shè)計(jì)的目的 147261.2國(guó)內(nèi)外發(fā)展概況 2162351.2.1國(guó)外發(fā)展概況 2206261.2.2國(guó)內(nèi)發(fā)展概況 3118961.3本研究的主要內(nèi)容 452262交直流變換器的整體設(shè)計(jì) 521992.1前級(jí)AC-DC結(jié)構(gòu)介紹 528712.2后級(jí)DC-DC結(jié)構(gòu)介紹 6128792.3交直流雙向變換器整體設(shè)計(jì) 827703前級(jí)AC-DC控制方法研究 10183913.1前級(jí)AC-DC控制方法 10279793.2前級(jí)AC-DC變換器控制 1258413.3前級(jí)AC-DC變換器二倍頻脈動(dòng)電壓抑制方法 14323353.3.1直流側(cè)二倍頻脈動(dòng)電壓抑制方法 14180753.3.2前級(jí)AC-DC變換器直流電壓二倍頻脈動(dòng)問題 16124363.3.3Buck型有源濾波電路控制 17113894后級(jí)CLLC隔離型直流變換器的模態(tài)分析與仿真 21173914.1CLLC諧振型雙向DC-DC變換器的工作模態(tài)分析 21291884.2電壓增益特性 2422325仿真驗(yàn)證 27100375.1前級(jí)仿真驗(yàn)證 2750285.2交直流雙向變換器仿真驗(yàn)證 29265136結(jié)論 343407參考文獻(xiàn) 35１前言1.1本設(shè)計(jì)的目的在電力發(fā)展之初，直流電被用于供電，但是，當(dāng)時(shí)的技能水平不是很高。直流配電系統(tǒng)的電壓低，電源的功率小，傳輸距離短[1]直流配電系統(tǒng)沒有得到廣泛的應(yīng)用。電力電子技術(shù)的發(fā)展越來越好，解決了直流配電系統(tǒng)的技術(shù)難題，并增加了直流配電系統(tǒng)的優(yōu)勢(shì)[2-3]。由于資源稀缺和環(huán)境壓力的影響，各國(guó)政府都在積極開發(fā)可再生，分散的能源[4]。隨著直流負(fù)載（例如電動(dòng)汽車，通信設(shè)備和數(shù)據(jù)中心的充電樁）的急劇增長(zhǎng)，DC配電網(wǎng)絡(luò)的屬性變得越來越重要。但是，將分散式可再生能源引入網(wǎng)絡(luò)會(huì)導(dǎo)致許多問題，例如網(wǎng)絡(luò)損耗和系統(tǒng)能源質(zhì)量。作為具有儲(chǔ)能，分布式能源以及小型發(fā)電和配電系統(tǒng)的微電網(wǎng)系統(tǒng)，它可以更好地利用分布式能源的優(yōu)勢(shì)，避免因分布式能源網(wǎng)絡(luò)接入電網(wǎng)運(yùn)行而引起的許多問題。交直流混合微網(wǎng)中有著兩種母線，直流母線和交流母線，還可以給直流負(fù)荷和交流負(fù)荷同時(shí)供電，如圖1-1所示，它是典型的AC-DC混合微電網(wǎng)拓?fù)洹；旌衔㈦娋W(wǎng)結(jié)合了交流和直流微電網(wǎng)的優(yōu)勢(shì)。優(yōu)點(diǎn)如下：減少了交直流微電網(wǎng)之間的轉(zhuǎn)換連接，經(jīng)濟(jì)性更好。減少對(duì)電力電子的使用，減少電力系統(tǒng)中由電子設(shè)備引起的高頻諧波，提高電能質(zhì)量。直流微電網(wǎng)和交流微電網(wǎng)可以在交流直流混合微電網(wǎng)中彼此們獨(dú)立工作，可以用作彼此的備份，從而提高了系統(tǒng)的可靠性。與單微電網(wǎng)相比，AC-DC混合微電網(wǎng)具有更好的經(jīng)濟(jì)效益，供電更加穩(wěn)固和系統(tǒng)更加穩(wěn)定，以及更好的應(yīng)用前景。因此在國(guó)內(nèi)外得到了廣泛的應(yīng)用［7］。在AC-DC混合微電網(wǎng)中選擇直流配電網(wǎng)絡(luò)的電壓等級(jí)時(shí)，不僅要從理想情況看問題，而且還要從直流電壓和現(xiàn)有的交流電壓以及變換器的電壓轉(zhuǎn)換中看問題。必須達(dá)到與AC-DC轉(zhuǎn)換器電壓變換關(guān)系之間的充分協(xié)調(diào)［8］。在低壓網(wǎng)絡(luò)中，220V是直流配電網(wǎng)絡(luò)中的公共電壓。在電壓為220V的配電網(wǎng)中，220V是指單相220V交流電源電壓的有效值。在該電壓等級(jí)的直流配電網(wǎng)中也有好多額定電壓為220V的交流用電設(shè)備可以在其中直接運(yùn)行，如空氣加濕器、家用電器、白熾燈、LED照明燈等[9]。因此，未來將廣泛使用直流電壓為220V的直流微電網(wǎng)。在AC-DC混合微電網(wǎng)中，AC-DC轉(zhuǎn)換器扮演著交流微電網(wǎng)和直流微電網(wǎng)之間能量轉(zhuǎn)移的角色。這是非常關(guān)鍵的。由于三相低壓交流系統(tǒng)使用三相交流電源的中性點(diǎn)直接接地，而直流系統(tǒng)也是中性點(diǎn)接地，由于中性點(diǎn)都直接接地。因此，在混合微電網(wǎng)中，交流微電網(wǎng)和直流微電網(wǎng)之間需要電氣隔離[10-12]。雙向AC-DC轉(zhuǎn)換器是在AC微電網(wǎng)和DC微電網(wǎng)之間能源互通的重要設(shè)備。因此在電壓為220V的情況下，設(shè)計(jì)和研究具有電氣隔離功能的AC-DC雙向轉(zhuǎn)換器非常重要。發(fā)電站發(fā)電站分布式電源分布式電源超級(jí)電容超級(jí)電容交流微網(wǎng)直流微網(wǎng)交流微網(wǎng)直流微網(wǎng)通信設(shè)備交直流雙向變換器通信設(shè)備汽車充電樁居民用電汽車充電樁居民用電圖1-1交直流混合微網(wǎng)拓?fù)?.2國(guó)內(nèi)外發(fā)展概況1.2.1國(guó)外發(fā)展概況1982年德國(guó)伍珀塔爾大學(xué)的BusseAFred等率先提出了基于可開關(guān)的三相全橋PWM控制策略，以及實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)的控制算法[13]。1989年，DishnerBW提出了Buck-Boost雙向DC-DC變換器的拓?fù)溲芯亢鸵恍┛刂扑惴╗14]。上個(gè)世紀(jì)末科學(xué)技術(shù)飛速發(fā)展、交直流雙向變換器的研究也越來越強(qiáng)，交直流雙向變換器得到非常好的發(fā)展，能應(yīng)用的領(lǐng)域也越來越廣泛，比如有源濾波器、電力傳動(dòng)等。在上個(gè)世紀(jì)九十年代年日本岡山市大學(xué)學(xué)者FujitaH運(yùn)用AC-DC變換器來研究有源濾波器[15]。在本世紀(jì)，受到節(jié)能環(huán)保的國(guó)際大趨勢(shì)的推動(dòng)，在新能源發(fā)電、大規(guī)模儲(chǔ)能裝置，以及電動(dòng)汽車等領(lǐng)域AC-DC開關(guān)變換器技術(shù)更是發(fā)現(xiàn)了其新的應(yīng)用領(lǐng)域。目前國(guó)內(nèi)外的關(guān)于交直流雙向變換器的研究應(yīng)用越來越多，國(guó)外著名的主要有制造了全球第一套三相輸電技術(shù)的世界500強(qiáng)的ABB公司，是電力電子技術(shù)的領(lǐng)頭羊，類似的還有西門子等廠商，也都有著不錯(cuò)的成績(jī)。1.2.2國(guó)內(nèi)發(fā)展概況早期國(guó)內(nèi)濟(jì)南舜陽(yáng)科技有限公司研發(fā)了雙向交直流變換器，實(shí)現(xiàn)了能量的雙向流動(dòng)，南京研旭電氣科技有限公司在制作基于DSP的開發(fā)板的時(shí)候，也做出了雙向電源的設(shè)計(jì)方案。南京航空航天大學(xué)在并網(wǎng)雙向交直流變換器的研究中已取得了很多重要的研究成果，并研發(fā)了一臺(tái)單相并網(wǎng)雙向交直流變換器的試驗(yàn)樣機(jī)[16]。交直流雙向變換器可以分為兩類，一類是單級(jí)式，另一類是多級(jí)式，如圖1-2就是經(jīng)典的雙向單級(jí)式變換器。220V直流配電網(wǎng)220220V直流配電網(wǎng)220220V交流電源ACDC變換器CACDC變換器C工頻變壓器·圖1-2單級(jí)式AC-DC結(jié)構(gòu)框圖 這是設(shè)計(jì)雙向AC-DC轉(zhuǎn)換器的最簡(jiǎn)單的設(shè)計(jì)方法。但是，由于大多數(shù)電源變壓器會(huì)降低設(shè)備的功率密度，因此它不符合我們科學(xué)發(fā)展的規(guī)律，因此我們沒有選擇這個(gè)設(shè)計(jì)方案。如圖1-3這是雙極式交直流變換器的結(jié)構(gòu)。220V交流電源AC-DC變換器DC-DC變換器高頻變壓器220V直流配電網(wǎng)220V交流電源AC-DC變換器DC-DC變換器高頻變壓器220V直流配電網(wǎng) 圖1-3兩級(jí)式AC-DC雙向變換器結(jié)構(gòu)框圖高頻變壓器比工頻變壓器具有更高的功率密度和效率。并且大多數(shù)電力電子用戶都認(rèn)可帶有高頻變壓器的隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器，像是直流汽車充電樁就用了這種技術(shù)，所以把隔離型DC-DC直流變換器與交直流變換器相結(jié)合就能得到我們想要的交直流雙向變壓器。就如圖1-3所示分為兩級(jí)，前級(jí)AC-DC交直流變壓器負(fù)責(zé)交直流的轉(zhuǎn)換，而后級(jí)隔離型DC-DC變換器負(fù)責(zé)電壓等級(jí)的變換和進(jìn)行電氣隔離。1.3本研究的主要內(nèi)容220V交直流雙向變換器是研究對(duì)象，整個(gè)交直流變換器分為兩級(jí)，AC-DC交直流變換器作為前級(jí)進(jìn)行交直流的變換，DC-DC直流變換器作為后級(jí)進(jìn)行電氣隔離以及變換電壓等級(jí)，主要對(duì)直流輸出電壓脈動(dòng)波紋進(jìn)行分析，并提出脈動(dòng)波紋電壓?jiǎn)栴}提出抑制策略。研究?jī)?nèi)容如下：第1章主要包括國(guó)內(nèi)外的研究背景和研究現(xiàn)狀。AC-DC混合微電網(wǎng)是在清潔能源消耗的框架內(nèi)生產(chǎn)的。雙向AC-DC轉(zhuǎn)換器是微電網(wǎng)中電力傳輸?shù)幕驹O(shè)備對(duì)它的研究非常重要。在第2章中，介紹了前級(jí)AC-DC轉(zhuǎn)換器和后級(jí)DC-DC轉(zhuǎn)換器的拓?fù)洌⑦x擇了要選擇的結(jié)構(gòu)。接下來，設(shè)計(jì)了雙向AC-DC轉(zhuǎn)換器的整體結(jié)構(gòu)，并說明其工作原理。第3章定義了前級(jí)AC-DC轉(zhuǎn)換器的數(shù)學(xué)模型，并介紹了傳統(tǒng)的雙閉環(huán)控制方法。然后，分析產(chǎn)生脈沖二倍頻電壓的原理，并使用有源濾波電路進(jìn)行濾波。第4章首先是隔離型CLLC直流變換器的模態(tài)分析，然后對(duì)簡(jiǎn)單介紹了一下CLLC的電壓增益問題。對(duì)前級(jí)AC-DC變換器進(jìn)行仿真，最后通過仿真驗(yàn)證了抑制二倍頻脈動(dòng)功率控制方法是有用的。然后把前級(jí)變換器和后級(jí)變換器連接起來再進(jìn)行仿真驗(yàn)證。對(duì)全文工作進(jìn)行總結(jié)。2交直流變換器的整體設(shè)計(jì)2.1前級(jí)AC-DC結(jié)構(gòu)介紹前級(jí)交直流轉(zhuǎn)換器的交流到直流轉(zhuǎn)換有兩種常用電路：半橋拓?fù)洌ㄈ鐖D2-1所示），全橋拓?fù)洌ㄈ鐖D2-2所示），半橋只需要兩個(gè)開關(guān)設(shè)備，直流側(cè)電容器由兩個(gè)電容器串聯(lián)連接，并且中心點(diǎn)連接到交流電源。全橋電路在直流側(cè)需要4個(gè)開關(guān)器和僅一個(gè)電容器。在相同的輸出功率下，半橋電路的電壓和電流應(yīng)力是全橋電路的電壓和電流應(yīng)力的兩倍[17]。因此，全橋電路更適合高性能應(yīng)用[18]。usLS1S2CusLS1S2C2udcC1圖2-1AC-DC變換器單相半橋UdcS2S4S3UdcS2S4S3S1Lus圖2-2AC-DC變換器單相全橋2.2后級(jí)DC-DC結(jié)構(gòu)介紹后級(jí)DC-DC轉(zhuǎn)換器必須轉(zhuǎn)換直流電壓并執(zhí)行電氣隔離，因此必須使用隔離的雙向DC-DC轉(zhuǎn)換器。隔離式雙向DC-DC轉(zhuǎn)換器的當(dāng)前拓?fù)浒ㄕるp向DC-DC轉(zhuǎn)換器、反激雙向DC-DC轉(zhuǎn)換器、推挽雙向DC-DC轉(zhuǎn)換器、半橋雙向DC-DC轉(zhuǎn)換器、全橋DC-DC轉(zhuǎn)換器等。其中，全橋雙向DC-DC轉(zhuǎn)換器還具有實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)簡(jiǎn)單，可靠性高，功率密度高和對(duì)稱結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)。因此，隔離型的全橋拓?fù)渑c其它隔離型的雙向DC-DC轉(zhuǎn)換器拓?fù)湎啾龋p向DC-DC轉(zhuǎn)換器更適合于具有高功率，較高電壓變比和電氣隔離的應(yīng)用[19]。當(dāng)前，在隔離型全橋雙向DC-DC轉(zhuǎn)換器中，諧振轉(zhuǎn)換器具有更高的功率轉(zhuǎn)換效率，因此，全橋諧振雙向DC-DC轉(zhuǎn)換器受到了廣泛的關(guān)注[20]。當(dāng)諧振型雙向DC-DC轉(zhuǎn)換器的諧振單元中發(fā)生諧振時(shí)，電路中的電壓或電流可以周期性地接近零，從而使開關(guān)管達(dá)到零電流或零電壓關(guān)斷與導(dǎo)通，從而減少了開關(guān)損耗并降低了功耗［21-22］。根據(jù)諧振網(wǎng)絡(luò)中諧振組件的不同組成，常見的諧振類型為L(zhǎng)C串聯(lián)諧振，LC并聯(lián)諧振，LLC諧振和CLLC諧振。LC串聯(lián)諧振如圖2-3所示。由于諧振電路和阻抗串聯(lián)，所以要進(jìn)行分壓，因此LC串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器的增益不超過1，因此該電路只能在降壓模式下工作，且增益與頻率密切相關(guān)。如果開關(guān)的頻率升高，那么功率的損耗也就會(huì)隨著增大[23]。CDS8S6S7S5TBLCS4CDS8S6S7S5TBLCS4S2AS3S1圖2-3LC串聯(lián)諧振變換器LC并聯(lián)諧振電路結(jié)構(gòu)如圖2-4所示，諧振電容器在變壓器的兩端并聯(lián)連接。如果諧振電容器始終用于低負(fù)載或空載運(yùn)行，則始終存在諧振阻抗，這將使輸出電壓不穩(wěn)定并且功率損耗會(huì)增加[24]。LLC諧振電路的結(jié)構(gòu)如圖2-5所示。LLC諧振轉(zhuǎn)換器可以在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)初級(jí)側(cè)開關(guān)燈的ZVS軟開關(guān)，并且次級(jí)側(cè)二極管將自然執(zhí)行過零操作，即實(shí)現(xiàn)ZCS軟開關(guān)。但是，當(dāng)它以相反的方向工作時(shí)，其性能與LC串聯(lián)時(shí)的諧振相同，只能在降壓模式下工作。S1DCS5S7S8TCLBASS1DCS5S7S8TCLBAS4S2S3S1圖2-4LC并聯(lián)諧振變換器CDS1S5S7TS8LmBAS4CDS1S5S7TS8LmBAS4S2S3S1LC圖2-5LLC諧振變換器想要解決LLC諧振轉(zhuǎn)換器的正向和反向性能不相同的問題，有學(xué)者提出了CLLC諧振變換器，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2-6所示。該結(jié)構(gòu)在原副邊都加入了串聯(lián)的諧振電感和諧振電容使結(jié)構(gòu)對(duì)稱，這樣它的正向工作狀態(tài)和反向工作狀態(tài)也就一致，網(wǎng)絡(luò)也就對(duì)稱，所以在正向運(yùn)行和反向運(yùn)行時(shí)候的等效電圖是一樣的。而且CLLC諧振變換器擁有LLC諧振變換器一樣的軟開關(guān)特性[25]。DCBAS6S5S8S7SDCBAS6S5S8S7S4S1S3S2圖2-6CLLC諧振變換器2.3交直流雙向變換器整體設(shè)計(jì)本文中的雙向AC-DC轉(zhuǎn)換器使用兩級(jí)結(jié)構(gòu)，其中前級(jí)是AC-DC轉(zhuǎn)換器。由于全橋AC-DC轉(zhuǎn)換器更適合于高功率應(yīng)用，因此本文的前級(jí)使用的是全橋AC-DC轉(zhuǎn)換器。后級(jí)的作用是執(zhí)行電氣隔離和電壓轉(zhuǎn)換，因此后級(jí)必須使用隔離的CLLCDC-DC轉(zhuǎn)換器。CLLC隔離型直流轉(zhuǎn)換器可實(shí)現(xiàn)高效率和ZVS軟開關(guān)以及結(jié)構(gòu)對(duì)稱。因?yàn)殡p向運(yùn)行時(shí)結(jié)構(gòu)對(duì)稱，所以具有相同的工作特性。根據(jù)開關(guān)頻率為諧振頻率時(shí)隔離式CLLCDC-DC轉(zhuǎn)換器的增益為1的特性，后級(jí)可以開環(huán)控制。為了獲得前級(jí)AC-DC轉(zhuǎn)換器的最高效率，使用了單位功率因數(shù)控制方法。進(jìn)行閉環(huán)控制，將后級(jí)輸出的直流電壓反饋回前級(jí)，然后使用前級(jí)將后級(jí)的輸入電壓進(jìn)行改善，然后將通過后級(jí)把電壓轉(zhuǎn)換成所需的輸出電壓。本文中描述的雙向AC-DC轉(zhuǎn)換器的拓?fù)淙鐖D2-7所示。uoutQ8Q7Q6Q5Q3Q4Q2S4uoutQ8Q7Q6Q5Q3Q4Q2S4Q1S2S3S1220VLCLLC諧振型DC-DC變換器AC-DC變換器圖2-7兩級(jí)式交直流雙向變換器結(jié)構(gòu)關(guān)于前級(jí)轉(zhuǎn)換器的直流輸出電壓，必須考慮PWM控制的調(diào)制度。網(wǎng)側(cè)電壓的有效值為220V，峰值為311V，最佳調(diào)制度為0.8，此時(shí)，前級(jí)AC-DC轉(zhuǎn)換器輸出388V。所以設(shè)定直流輸出電壓為380V，設(shè)置從左到右的電功率為正方向，即從交流側(cè)到直流側(cè)的傳輸為正向。在反向模式下，電能從右傳遞到左，從直流傳遞到交流。正向模式時(shí)，前級(jí)AC-DC轉(zhuǎn)換器執(zhí)行AC-DC轉(zhuǎn)換并將220V交流電壓轉(zhuǎn)換為380V直流電壓，然后使用隔離的CLLC后級(jí)DC-DC轉(zhuǎn)換器降壓380V直流電壓降到220Ｖ直流電壓。在反向模式下使用220V的恒定電壓，首先，隔離型CLLCDC/DC轉(zhuǎn)換器的后級(jí)的升壓，把直流電壓從220V上升到380V，然后是前級(jí)AC-DC轉(zhuǎn)換器將380V直流電轉(zhuǎn)換為220V交流電。3前級(jí)AC-DC控制方法研究3.1前級(jí)AC-DC控制方法前級(jí)AC-DC變換器有著高功率因數(shù)，得到的直流電壓穩(wěn)定等很多優(yōu)點(diǎn)。它的結(jié)構(gòu)如圖3-1所示。iSRLUdcicidioutCuabBAuiSRLUdcicidioutCuabBAusRLS4S3S1S2圖3-1AC-DC變換器結(jié)構(gòu)如圖所示，網(wǎng)側(cè)電壓是us，AB兩點(diǎn)的電壓為uab，AC-DC轉(zhuǎn)換器等效電阻和線路等效電阻之和為R，線路側(cè)濾波電感為L(zhǎng)，直流濾波電容器為C，直流負(fù)載電阻RL。將Sa和Sb定義為A橋臂和B橋臂的開關(guān)函數(shù)。值1表示上管打開，值0表示下管打開。單相全橋的開關(guān)函數(shù)定義為： S=SA-SB （3-1）則有： uab=SSLRSabSSLRSabS圖3-2AC-DC變換器電壓相量圖當(dāng)AC-DC變換器工作在單位因數(shù)時(shí)，電壓相量圖如圖3-2所示，其中US超前UAB的相位角是δ，IS和US相位相同，所以此時(shí)電路的功率因數(shù)是1，也就做到了電路的單位功率因數(shù)控制，根據(jù)圖3-2電壓相量圖我們可以得到AC-DC變換器的以下KVL和KCL的關(guān)系式：KVL方程： LdiKCL方程： iout=通過把公式（3-2）代入到公式（3-3）與公式（3-4）化簡(jiǎn)以后聯(lián)立在一起得到如下（3-5）公式： CduAC-DC轉(zhuǎn)換器的數(shù)學(xué)模型和直流側(cè)的數(shù)學(xué)模型由公式（3-5）得出，如下所示： Cdudc Udc(s)3.2前級(jí)AC-DC變換器控制想要實(shí)現(xiàn)前級(jí)AC-DC變換器穩(wěn)定輸出直流電壓以及輸入的電壓相位與電流相位相同，可以采用電壓電流雙閉環(huán)控制。其中，電壓環(huán)作為外環(huán)，可以使輸出的直流電壓做到無差調(diào)節(jié)；電流環(huán)是內(nèi)環(huán)，可以讓交流電流正弦化，還可以讓交流電流與交流電壓保持相同的相位，這樣就可以做到單位功率因數(shù)控制。根據(jù)AC-DC轉(zhuǎn)換器的等效電路圖，可以獲得線路側(cè)電流控制框圖，如圖3-3所示，其中G（s）是電流環(huán)控制器，K是AC-DC變換器等效增益。K+K+++圖3-3電流控制框圖由圖3-3可得AC-DC變換器網(wǎng)側(cè)電流實(shí)際值為： iss通過式子（3-8）可以知道，單相AC-DC轉(zhuǎn)換器的電流受設(shè)置的參考電流和電網(wǎng)電壓的影響，所以化簡(jiǎn)公式（3-8）可以得到： iss令ε1=1i本文中采用的控制器是PR控制器，它的傳遞函數(shù)： GPR(s)=式中：ω0為諧振頻率；KP為比例系數(shù)；KR為諧振系數(shù)。由傳遞函數(shù)可知PR調(diào)節(jié)器的幅頻特性A(ω)=K即： A(ω)=KP將PR調(diào)節(jié)器用于AC-DC變換器的控制系統(tǒng)，則式(3-10)中ε1=1，ε2=0，is=由于PR控制器對(duì)負(fù)載和網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的變化非常敏感，因此不適合實(shí)際的技術(shù)應(yīng)用。為了提高PR控制器抵御來自網(wǎng)絡(luò)側(cè)的頻率干擾的能力，將截止頻率添加到傳遞函數(shù)中。改進(jìn)后，PR控制器的傳遞函數(shù)如下： GPR(s)=電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)+udcPRPIIS???us+AC=DC變換器ussinωtPLLudc?+udcis?i電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)+uPRPII??u+AC=DC變換器usinPLLu+uiiSPWMνuu直流負(fù)載RL圖3-4AC-DC變換器控制系統(tǒng)框圖實(shí)現(xiàn)AC-DC變換器的單位功率因數(shù)控制，這意味著電網(wǎng)側(cè)的正弦交流電流和電網(wǎng)電壓具有相同的頻率和相位。它使用單相鎖相環(huán)來檢測(cè)線路電壓并同步控制電網(wǎng)側(cè)的電流。由于外環(huán)控制的電壓是直流電，因此外部電壓回路可以使用PI調(diào)節(jié)器（它是基本的比例微分調(diào)節(jié)器）來實(shí)現(xiàn)控制效果。使用以上分析，可獲得交直流轉(zhuǎn)換器控制系統(tǒng)的控制框圖，如圖3-4所示。在外部電壓環(huán)路中，PI控制器通過直流電壓udc和直流電壓設(shè)定值udc?誤差信號(hào)與接收電流回路設(shè)定值的幅值IS?；然后將IS?3.3前級(jí)AC-DC變換器二倍頻脈動(dòng)電壓抑制方法3.3.1直流側(cè)二倍頻脈動(dòng)電壓抑制方法AC-DC轉(zhuǎn)換器的前級(jí)工作時(shí)，以單位功率因數(shù)工作，即交流側(cè)的電流和電壓具有相同的頻率和相位，而二次紋波功率將在系統(tǒng)中產(chǎn)生，二次紋波在直流側(cè)電源的體現(xiàn)，直流電壓變?yōu)殡p倍頻紋波。具有雙倍頻率紋波會(huì)增加電網(wǎng)側(cè)電流的諧波含量[28]，并且還會(huì)使直流側(cè)設(shè)備無法穩(wěn)定運(yùn)行[29]。因此，有必要抑制雙頻紋波電壓。并聯(lián)大電容器或LC諧振支路的濾波方法是抑制二倍頻紋波電壓的傳統(tǒng)方法。盡管此過程很簡(jiǎn)單，但不能完全濾除兩頻紋波電壓，并且由于所需電容的容值，電感的感值越大，其體積越大，體積越大，具體而言，設(shè)備的性能和設(shè)備的制造成本也會(huì)增加。有源濾波可能是抑制雙頻紋波電壓的有效方法。原理是保持通過電力電子電路的雙頻功率紋波，并將其作為能量存儲(chǔ)元件存儲(chǔ)在能量存儲(chǔ)元件中，因?yàn)樗挥眠B接到DC線路。儲(chǔ)能元件會(huì)傳送電流和電壓的大幅波動(dòng)，能量存儲(chǔ)元件的體積減小并且功率密度增大。果使用電容器作為儲(chǔ)能元件，則可以選擇薄膜電容器，因?yàn)樗入娊怆娙萜骶哂懈L(zhǎng)的壽命和更小的體積減少系統(tǒng)的體積和重量。另外，薄膜電容器還具有高耐壓和大過電流的優(yōu)點(diǎn)。這些都是電解電容比不了的。圖3-5是Boost型有源濾波電路拓?fù)洹Ｔ撾娐穼⑴c直流線路中雙頻紋波電流頻率相同的方向和相反方向的電流饋入中間電路，這樣可以完全濾除雙頻紋波。但是，存儲(chǔ)電容器Cs上的電壓必須高于DC電壓。否則，開關(guān)管上的電壓將增加。CS6S5S4S3LSS1SCS6S5S4S3LSS1S2LusRLCS圖3-5Boost型有源濾波電路拓?fù)鋱D3-6是Buck有源濾波器的電路拓?fù)洌ぷ髟砼cBoost有源濾波器的電路拓?fù)湎嗨疲煌幵谟贑S存儲(chǔ)電容器所需的電壓低于DC線路電壓，因此開關(guān)管兩端的電壓就會(huì)變低[30]。因此，本文使用Buck型有源濾波電路來濾除雙頻紋波。RLCLSCSS4S6S2RLCLSCSS4S6S2S1S5S3Lus圖3-6Buck型有源濾波電路3.3.2前級(jí)AC-DC變換器直流電壓二倍頻脈動(dòng)問題AC-DC變換器單位功率運(yùn)行時(shí)如圖（3-4），電網(wǎng)側(cè)的電壓和電流同相，電網(wǎng)側(cè)的輸入電壓和輸入電流的表達(dá)式為如下： us=式子中，Us是電壓峰值，Is是電流峰值，通過公式（3-14）正好可以推導(dǎo)出功率p Pin=把式子（3-14）代入（3-15）可以得到： Pin=其中電網(wǎng)輸入功率的二倍頻脈動(dòng)分量是UsIs電感上流過的電流是is，那么電感的電壓就是： UL=L電感上的功率是： PL= PL=單相交直流雙向變換器輸出功率為： Po= Po=將公式（3-21）整理得到： Po=因此，輸出功率包括直流分量和雙頻紋波分量。使Pr=12Is2 pr=令雙頻紋波電壓為udc′前級(jí)AC-DC轉(zhuǎn)換器輸出電壓 udc=瞬時(shí)輸出功率Pout為： Pout=式（3-25）中，Id為直流側(cè)輸出電流的直流分量。輸入功率中的穩(wěn)態(tài)量與輸出功率的穩(wěn)態(tài)量相等輸入功率的波動(dòng)量與輸出功率的波動(dòng)量相等。聯(lián)立（3-22）和（3-25）可得： CUdc由公式（3-26）可以推導(dǎo)出波動(dòng)電壓： udc'則單相AC-DC雙向變換器的輸出直流電壓Udc可以表示為： udc=電網(wǎng)側(cè)輸入電流會(huì)受到二倍頻脈動(dòng)紋波電壓的影響，會(huì)使諧波含量增加，而且后級(jí)雙向DC-DC變換器的輸出也會(huì)受到二倍頻脈動(dòng)電壓的影響，輸出電壓具有較大的雙頻脈動(dòng)電壓，這會(huì)增加DC配電網(wǎng)絡(luò)的不穩(wěn)定性。本文選擇的降壓型有源濾波器電路如圖3-6所示。該電路通過將高頻脈沖電流信號(hào)饋送到直流側(cè)并使用等效面積定則，雙頻波紋電壓可以被完全抵消。電路增加LC分支。AC-DC轉(zhuǎn)換器的直流側(cè)連接到開關(guān)裝置，并且電容器Cs和電感Ls串聯(lián)連接，然后連接到開關(guān)裝置。吸收雙頻脈動(dòng)功率是電容器Cs的功能，直流側(cè)電容器C是電容器。它可以支持直流電壓并過濾高頻開關(guān)紋波，電感器L連接到交流網(wǎng)絡(luò)，它可以起到濾除交流電流高頻開關(guān)紋波以及實(shí)現(xiàn)交流側(cè)與直流側(cè)的功率轉(zhuǎn)換的作用，當(dāng)AC-DC轉(zhuǎn)換器運(yùn)行時(shí)，LC分支上的電感器沒有能量存儲(chǔ)功能，而只有功率傳輸功能。LC支路上的電容會(huì)全部吸收二倍頻脈動(dòng)功率。3.3.3Buck型有源濾波電路控制把二倍頻脈動(dòng)功率存儲(chǔ)在儲(chǔ)能電容Cs中是Buck型有源濾波電路濾除二倍頻脈動(dòng)功率的原理。當(dāng)濾波器分支上的儲(chǔ)能電容器當(dāng)兩倍于頻率的紋波功率被完全吸收時(shí)，存儲(chǔ)電容器中的能量可以表示為： Ec=式中，儲(chǔ)能電容的電容值是CS，儲(chǔ)能電容的電壓是uc，儲(chǔ)能系數(shù)是g，g≥1。當(dāng)g=1時(shí)說明存儲(chǔ)電容器已充滿電并已放電。g的值越大，系統(tǒng)不消耗的剩余能量就越多。根據(jù)公式（3-29）可以得到儲(chǔ)能電容電壓uc： uc=根據(jù)公式（3-30）可知，g=1時(shí)，儲(chǔ)能電容器已完全充電和放電，電容器兩端的電壓擺幅也很大；g的值越大，儲(chǔ)能電容器兩端的電壓波動(dòng)越小。但能量剩余的就越多。根據(jù)二倍頻脈動(dòng)功率與電壓之間的關(guān)系，可得儲(chǔ)能電容上的電流ic： ic=P根據(jù)公式（3-31）可知，當(dāng)g=1且電流為非正弦信號(hào)時(shí)，流經(jīng)儲(chǔ)能電容器的電流的峰值最大。g值越大，擺幅電流越小，并且電流變得越來越像正弦曲線。根據(jù)公式（3-31）和公式（3-32）可以的得到存儲(chǔ)電容器的最大和最小能量以及最大和最小電壓： Ecmax= Ecmin= ucmax= ucmin=能量最大值Ecmax與能量最小值Ecmin之差與能量最大值Ecmax之比就是電容能量利用率ηe為： ηe=電容電壓最大值ucmax與電容電壓最小值ucmin之差與電容電壓最大值ucmax之比定義為電容電壓利用率ηu： ηu=根據(jù)公式(3-36)和公式(3-37)可知，電壓利用率ηu和能量利用率ηe均與儲(chǔ)能系數(shù)g成反比，通過消除方程式(3-36)和方程式（3-37）中的g可以得到電壓利用率ηu和能量利用率ηe表達(dá)式為（3-38）： ηe=1?能量利用率ηe與電壓利用率ηu的關(guān)系曲線如圖3-7所示。ηuηηuηe圖3-7能量利用率e與電壓利用率u的關(guān)系曲線根據(jù)圖3-7可知，能源使用水平與電壓使用水平成正比，也就是說，當(dāng)能源使用系數(shù)上升的時(shí)候電壓利用率也上升。當(dāng)能量使用系數(shù)越大就說明能量利用的越好，剩余的能量就越少，但是電壓利用率也會(huì)越大，就表示電壓最大值與最小值的差值就越大，就說明電壓的波動(dòng)就越大。那么把電流的波動(dòng)也會(huì)變大。所以能量利用率應(yīng)該取一個(gè)中間值，做到既不剩余太多的能量也不會(huì)有太大的電壓與電流波動(dòng)。取ηe可以根據(jù)電容上最大電壓ucmax以及儲(chǔ)能系數(shù)g求得濾波支路儲(chǔ)能電容Cs的值，計(jì)算公式如（3-39）所示，其中，Pr是雙頻紋波功率的幅度，可以作為額定功率的近似值。 Cs=濾波支路電感Ls的值取決于支路電流紋波含量ηi和支路電流的峰值Ic，所以支路電感Ls的表示為： Ls=uIc?ioutidcS5S4uxS2ixS1S3L電壓指令計(jì)算二次脈動(dòng)功率及移相角計(jì)算+S6S5NOTPWMPRPR+?uc?θPrωtUIioutidcS5S4uxS2ixS1S3L電壓指令計(jì)算二次脈動(dòng)功率及移相角計(jì)算+S6S5NOTPWMPRPR+?uθPrωtUXIXLPLLPLLicUdcRLucCXCLXS6圖3-8二倍頻脈動(dòng)功率抑制控制框圖雙頻率紋波控制的框圖如圖3-8所示。鎖相環(huán)可以使用交流電壓us和交流電流is來獲得交流電壓幅值Us，交流電流幅值Is和鎖相角ωt。已知交流側(cè)的電感L的感值，可以使得到雙頻率脈動(dòng)功率的振值Pr，并且根據(jù)公式（3-23）計(jì)算相角θ。儲(chǔ)能電容器兩端的電壓值可通過公式（3-30）獲得，并且能量存儲(chǔ)系數(shù)為g=3。可以將其分為直流分量以及雙倍頻率分解紋波分量。這可以由PR控制。控制電容器兩端的電壓的直流分量是PR調(diào)節(jié)器的Kp部分，是控制電容器上電壓的兩倍頻率紋波分量是PR控制器的Kr部分。通過設(shè)定PR，將由存儲(chǔ)電壓的設(shè)定值與電壓采樣值uc之差得到的誤差信號(hào)變更為電路中的存儲(chǔ)電容器的電流信號(hào)的設(shè)定值Ic?。S5和S6所在橋臂的調(diào)制信號(hào)就是通過Ic?與電流采樣值ic的誤差信號(hào)通過PR控制得到4后級(jí)CLLC隔離型直流變換器的模態(tài)分析與仿真4.1CLLC諧振型雙向DC-DC變換器的工作模態(tài)分析CLLC隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器是對(duì)稱諧振轉(zhuǎn)換器。它是通過將Lr2和Cr2串聯(lián)連接到次級(jí)全橋LLC諧振轉(zhuǎn)換器而形成的。圖4-1顯示了隔離式CLLCDC-DC轉(zhuǎn)換器的拓?fù)洹８哳l變壓器逆變器的電路由Q1?Q4開關(guān)管組成，高頻變壓器的二次整流電路由Q5?Q8開關(guān)管組成。高頻變壓器勵(lì)磁電感器是D1?D8開關(guān)管Q1?Q8反向并聯(lián)Lm，Lm與諧振電感器Lr1，Lr2和諧振電容器Cr1，Cr2形成諧振電路。這是諧振轉(zhuǎn)換器的諧振電路。高頻變壓器Tr的功能是電流隔離電路并轉(zhuǎn)換電壓水平。隔離式CLLCDC-DC轉(zhuǎn)換器可以雙向傳輸功率。如果將正向傳動(dòng)定義為從左向右傳動(dòng)，則從右向左傳動(dòng)為反向傳動(dòng)。當(dāng)轉(zhuǎn)換器正向運(yùn)行時(shí)，運(yùn)行模式開關(guān)管為Q1?Q4，脈沖閉鎖開關(guān)管為Q5?Q8，相反，當(dāng)轉(zhuǎn)換器反向運(yùn)行時(shí)，運(yùn)行模式開關(guān)管為Q5?Q8脈沖閉鎖的開關(guān)管是Q1~Q4。D7D8D6D4D2uoutRoCoucdDCD5Q8Q7Q6Q5Cr2Lr2iD7D8D6D4D2uoutRoCoucdDCD5Q8Q7Q6Q5Cr2Lr2icdTrimLmiabLr1Cr1uabBAD3D1Q4Q3Q2Q1uin圖4-1隔離型CLLCDC-DC變換器CLLC隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器具有五個(gè)諧振原件，即諧振電容器Cr1，Cr2，諧振電感器Lr1，Lr2和勵(lì)磁電感Lm，因此該轉(zhuǎn)換器具有三個(gè)諧振頻率。通過一次側(cè)諧振電感器Lr1與轉(zhuǎn)換器諧振電容器Cr1之間的串聯(lián)諧振而產(chǎn)生的諧振頻率為ωr1；由次級(jí)側(cè)諧振電感器Lr2和諧振電容器Cr2產(chǎn)生的諧振頻率與一次側(cè)是相同的ωr=ωr1=ωr2。變換器原邊諧振電感Lr1、諧振電容Cr1同勵(lì)磁電感L ωr= ωm=由于在諧振轉(zhuǎn)換器中Lm比Lr大得多，因此該比率ωr要大得多，并且在分析工作模式時(shí)，只能在諧振頻率附近的某個(gè)范圍內(nèi)操作或調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率ωs，因此（1）欠諧振工作狀態(tài)，ωs<ωr。感性是諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗的性質(zhì)，ZVS軟開關(guān)在開關(guān)管Q1~Q4都可以做到。諧振變換器勵(lì)磁電流與原邊諧振電流相等，就在Q1、Q4關(guān)斷之前的某一時(shí)刻，這個(gè)時(shí)候副邊諧振網(wǎng)絡(luò)中的電流也為零，并且諧振轉(zhuǎn)換器的能量停止傳輸?shù)酱渭?jí)側(cè)繞組，即次級(jí)開關(guān)的主二極管的電流自然降為零，從而實(shí)現(xiàn)了ZCS的平滑切換。此時(shí)，輸出電壓不再限制勵(lì)磁電感Lm，Cr1與Lm、Lr1的串聯(lián)一起產(chǎn)生諧振，諧振頻率為ωm，Lm遠(yuǎn)大于Lr1，因此初級(jí)諧振電流實(shí)際上保持不變（2）準(zhǔn)諧振工作狀態(tài)，ωs=ωr。在諧振網(wǎng)絡(luò)中，其阻抗為0，并且變壓器的兩端直接加載由初級(jí)側(cè)的全橋產(chǎn)生的矩形電壓。ZVS軟開關(guān)在初級(jí)側(cè)全橋管Q1?Q4上實(shí)現(xiàn)，ZCS軟開關(guān)位于次級(jí)側(cè)全橋管上。實(shí)現(xiàn)了電路開關(guān)Q（3）過諧振工作狀態(tài)，ωs>ωr。感性是諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗的實(shí)際性質(zhì)。ZVS軟開關(guān)在原邊全橋電路開關(guān)管實(shí)現(xiàn)，但是勵(lì)磁電流與諧振電流在原邊側(cè)開關(guān)管關(guān)斷的時(shí)刻不再相等，ZCS軟開關(guān)并不能在副邊開關(guān)管Q5~Q8實(shí)現(xiàn)，從理論上講，讓隔離式CLLCDC-DC轉(zhuǎn)換器工作在欠諧振或準(zhǔn)諧振工作狀態(tài)是我們?cè)谠O(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)盡量注意的，變換器效率可以通過軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)得到提升。使變換器工作在過諧振狀態(tài)也會(huì)在在一些應(yīng)用中因?yàn)閷?duì)輸出電壓調(diào)節(jié)的需要得到應(yīng)用。以隔離型CLLC直流變換器工作于欠諧振狀態(tài)為例，具體工作流程如下：（1）運(yùn)行模態(tài)a[t0，t2]：開關(guān)管Q1和Q4在時(shí)間t0接通，變壓器的初級(jí)電流iab開始流過反并聯(lián)二極管D1、D4，ZVS軟開關(guān)就被實(shí)現(xiàn)了在S1和S4上。這個(gè)時(shí)候，A、B兩點(diǎn)電壓uab=uin，勵(lì)磁電感上電流im和原邊電流iab開始增加，不過iab增加比im快。C、D兩點(diǎn)電壓ucd被鉗位在uout因?yàn)楦边叾O管D5、D8導(dǎo)通。t1時(shí)刻，iab過零，通過開關(guān)管Q1、Q4進(jìn)行流通，不再經(jīng)過反并聯(lián)二極管D1、D4流通。（2）運(yùn)行模態(tài)b[t2，t3]：在時(shí)間t2時(shí)，初級(jí)側(cè)電流等于勵(lì)磁電流，iab=im，此時(shí)次級(jí)側(cè)電流icd變?yōu)榱恪Ｓ捎陔娏鳛榱悖虼朔床⒙?lián)二極管D5和D8自然關(guān)斷，從而確保了ZCS的平穩(wěn)切換。另外，輸出電壓uout不限制在點(diǎn)C和D處的電壓ucd，Lr2和Cr2不諧振，并且新的串聯(lián)諧振通過Lm，Lr1和Cr1一起發(fā)生。電感Lr1的電感遠(yuǎn)小于勵(lì)磁電感Lm的電感。此時(shí)，諧振頻率遠(yuǎn)低于Lr1和Cr1的諧振頻率，所以此時(shí)電流iab可以近似看成恒定值。以諧振頻率工作的諧振換能器沒有工作模式b。n:1uinDCuoutROCOD8D7D6D5Q8Q7Q6Q5Lr2Cr2n:1uinDCuoutROCOD8D7D6D5Q8Q7Q6Q5Lr2Cr2TrLmLr1Cr1BAD3D4D2D1Q4Q3Q2Q1(a)時(shí)間[t0，t1]uoutRoCoD8D7D6D5DCCr2Lr2iinn:1TrLmLr1Cr1iabBAuoutRoCoD8D7D6D5DCCr2Lr2iinn:1TrLmLr1Cr1iabBAD4D3D2D1Q8Q6Q7Q5Q4Q3Q2Q1uin（b）時(shí)間[t1，t2]DCuoutROCOQ8D6Q6D7Q7D5n:1Q5Cr2Lr2TrLmuDCuoutROCOQ8D6Q6D7Q7D5n:1Q5Cr2Lr2TrLmuinLr1BD4Q4D2D3D1Q2ACr1Q3Q1D8(c)時(shí)間[t2，t3]圖4-2隔離型CLLC直流變換器工作模態(tài)圖4-2為隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器CLLC的工作模式的示意圖。t3?t5諧振變換器的工作過程對(duì)應(yīng)于以上兩個(gè)工作階段。在此不再詳述。4.2電壓增益特性利用基波等效分析法，可得CLLC諧振變換器基波等效電路模型如圖4-3。UAB、UCD分別為AB和CD兩點(diǎn)方波電壓的基波分量。對(duì)于變壓器變比不為1的情況，可將變壓器副邊參數(shù)折算至原邊。比如，當(dāng)變壓器變比為n時(shí)，其中r2L為副邊諧振電感Lr2折算至原邊等效電感值： Lr2'將次級(jí)側(cè)上的諧振電容器Cr2的電容的等效值轉(zhuǎn)換為初級(jí)側(cè)： Cr2'連接到初級(jí)側(cè)的等效負(fù)載： Req=8其中，Ro為輸出負(fù)載。Cr2'=n2Cr2Cr1LCCr1LmRequCD_+Lr1uAB圖4-3CLLC諧振變換器的基波等效模型定義如下阻抗： Z1=j式中，原邊串聯(lián)諧振阻抗是Z1；副邊串聯(lián)諧振阻抗是Z2；勵(lì)磁電感阻抗是Zm。根據(jù)圖4-3，可以求得諧振網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)為： Hjω將式（4-6）代入式（4-7），進(jìn)行化簡(jiǎn)整理得： Hjω定義歸一化頻率為： ωn=特征阻抗值為： Zr=品質(zhì)因數(shù)可以表示為： Q=Zr勵(lì)磁電感與諧振電感之比： k=Lm次級(jí)側(cè)的等效容量與初級(jí)側(cè)的諧振容量之比： g=Cr2'通過將以上定義的表達(dá)式代入（4-8），并通過簡(jiǎn)化將其推導(dǎo)，CLLC諧振轉(zhuǎn)換器的傳遞函數(shù)可以表示為： Hjω根據(jù)公式（4-14）的簡(jiǎn)化，可以得出CLLC諧振轉(zhuǎn)換器的增益M的表達(dá)式為： Mωn式中： a=2k+1 （4-16） b=k+k/g+1+1/g （4-17） c=1/g （4-18）如果開關(guān)頻率等于諧振頻率，即開關(guān)在諧振點(diǎn)ωs= Mωr上式可知，當(dāng)開關(guān)工作在諧振點(diǎn)時(shí)，變換器增益與負(fù)載無關(guān)，且當(dāng)原邊諧振電容Cr1與副邊諧振電容等效值相等，即g=1時(shí)，將g=1代入式（3-14）可求得變換器電壓增益等于1，且正反向特性對(duì)稱。這時(shí)無論輕載或重載條件，電壓增益都穩(wěn)定為1。5仿真驗(yàn)證5.1前級(jí)仿真驗(yàn)證在MatlabSimulink仿真環(huán)境中創(chuàng)建了一個(gè)前級(jí)AC-DC轉(zhuǎn)換器的仿真模型，以測(cè)試控制塊功率因數(shù)的策略和抑制兩個(gè)頻率的紋波功率的控制策略的有效性。圖5-1二倍頻脈動(dòng)功率抑制電路仿真模型表5-1前級(jí)AC-DC變換器仿真參數(shù)參數(shù)數(shù)值網(wǎng)側(cè)電壓有效值額定功率額定輸出電壓電網(wǎng)頻率網(wǎng)側(cè)電感L輸出電容C支路電感LS支路電容CS開關(guān)頻率220V1500W380V50Hz1.4mH470μF1.2mH470μF50Hz如圖5-2所示是前級(jí)AC-DC變換器單位功率因數(shù)控制仿真波形圖但未加二倍頻脈動(dòng)功率控制，udc是直流側(cè)輸出電壓，us是電網(wǎng)側(cè)電源電壓和線路側(cè)電流。從圖中可以看出，直流側(cè)的輸出電壓約為380V，相對(duì)穩(wěn)定，具有較高的雙頻紋波電壓。峰值紋波電壓為28V。峰值紋波電壓與DC電壓之比稱為紋波比，因此紋波比可計(jì)算為3.7％。網(wǎng)側(cè)電流、電壓的波形同頻率同相位，單位功率因數(shù)控制得到了實(shí)現(xiàn)，驗(yàn)證了3.2節(jié)時(shí)雙閉環(huán)控制設(shè)計(jì)是可行的。tudct峰峰值28Vtudct峰峰值28V圖5-2濾波前AC-DC變換器仿真波形圖5-3是添加雙頻脈沖功率控制進(jìn)行濾波后AC-DC轉(zhuǎn)換器的仿真波形。從圖中可以看出，加入雙頻紋波功率控制后，直流側(cè)的電壓仍然可以穩(wěn)定輸出，電壓紋波大大減小，擺幅為1.4V，紋波比為0.18％，它檢查紋波雙頻功率控制。這個(gè)策略非常好，良好地抑制了兩倍頻率紋波。圖5-3中，可以看到在添加了雙頻紋波調(diào)節(jié)器之后，雙頻紋波電壓被移除，但引入了四頻紋波電壓。由于其極小的振幅，其作用可以忽略。電源側(cè)電流和電源側(cè)電壓具有相同的頻率和相位，因此控制單元的功率因數(shù)為1檢查出控制算法是有作用的。峰峰值1.4V峰峰值1.4V圖5-3濾波后AC-DC變換器仿真波形5.2交直流雙向變換器仿真驗(yàn)證前級(jí)和后級(jí)級(jí)聯(lián)形成一個(gè)兩級(jí)雙向AC-DC轉(zhuǎn)換器。仿真模型如圖5-4所示。其中前級(jí)AC-DC變換器中加入了二倍頻脈動(dòng)電壓濾波支路，隔離型CLLC直流變換器采用雙側(cè)控制，得到后級(jí)隔離型CLLC直流變換器輸出電壓反饋至前級(jí)AC-DC變換器進(jìn)行控制直流電壓穩(wěn)定輸出。AC-DCDC-DC圖5-4交直流雙向變換器仿真圖確定兩級(jí)雙向AC-DC轉(zhuǎn)換器的功率在正方向上從AC側(cè)傳輸?shù)紻C側(cè)。如圖5-5所示，是未添加雙頻率紋波控制，這是雙向AC到DC轉(zhuǎn)換器的直流側(cè)的輸出電壓以及交流側(cè)的電壓和電流波形。該圖表明，級(jí)聯(lián)系統(tǒng)的輸出電壓可以穩(wěn)定在220V。，但是它包含兩個(gè)兩倍于頻率的紋波電壓。與沒有隔離且沒有后續(xù)級(jí)的CLLCDC-DC轉(zhuǎn)換器相比，此時(shí)的紋波比為3.1％。波紋比已降低，波紋比已從3.7％降低至3.1％，但紋波比任然相對(duì)較大；AC側(cè)的電壓波形具有相同的頻率和相位，從而實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)控制。從仿真結(jié)果可以看出，如果不控制前級(jí)AC-DC轉(zhuǎn)換器的雙頻紋波電壓，則兩級(jí)雙向AC-DC轉(zhuǎn)換器的DC側(cè)的輸出電壓將不可避免地包含雙頻電壓波紋。峰峰值13.6峰峰值13.6圖5-5濾波前交直流雙向變換器輸出波形添加濾波電路后，兩級(jí)雙向AC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出波形如圖5-6所示。該圖顯示出紋波比0.18％，可以看出加入雙頻紋波功率控制，級(jí)聯(lián)系統(tǒng)的直流輸出紋波得到了極大的改善。峰峰值0.8峰峰值0.8圖5-6濾波后交直流雙向變換器輸出波形因此，仿真結(jié)果表明，在脈沖控制后，兩級(jí)雙向AC-DC轉(zhuǎn)換器不執(zhí)行雙頻紋波功率控制時(shí)，直流側(cè)的輸出電壓包含較高的倍頻紋波電壓，紋波比為3.1％添加雙頻紋波功率控制后，直流紋波比為0.18％，電流質(zhì)量為直流側(cè)輸出電壓質(zhì)量大大提高

6結(jié)論對(duì)于本課題的研究，總結(jié)如下：首先研究了交直流變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并且通過對(duì)比AC-DC變換器的單相全橋和單相半橋結(jié)構(gòu)發(fā)現(xiàn)單相全橋更適合高功率場(chǎng)合并確定了前級(jí)使用單相全橋結(jié)構(gòu)，后級(jí)因?yàn)樾枰龅诫妷旱燃?jí)變換以及進(jìn)行電氣隔離，所以選定了隔離型CLLC變換器。確定了本文要解決二倍頻波紋脈動(dòng)問題。建立了前級(jí)AC-DC變換器的數(shù)學(xué)模型，使用了雙重控制，并且分析了產(chǎn)生二倍頻波紋電壓的原因，采用了有源濾波進(jìn)行了解決。介紹了后級(jí)DC-DC變換器的模態(tài)分析，并對(duì)電壓增益問題進(jìn)行了簡(jiǎn)單介紹，對(duì)前級(jí)AC-DC變換器與總體進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，通過仿真證明了確實(shí)可以抑制二倍頻脈動(dòng)波紋。參考文獻(xiàn)[1]吳盛軍,王益鑫,李強(qiáng),費(fèi)駿韜,韓華春,呂振華.低壓直流供電技術(shù)研究綜述[J].電力工程技術(shù),2018,37(04):1-8.[2]薛士敏,陳超超,金毅,蘇劍,韋濤,賀家李,王瑩.直流配電系統(tǒng)保護(hù)技術(shù)研究綜述[J].中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào),2014,34(19):3114-3122.[3]李霞林,郭力,黃迪,趙一奇,王成山.直流配電網(wǎng)運(yùn)行控制關(guān)鍵技術(shù)研究綜述[J].高電壓技術(shù),2019,45(10):3039-3049.[4]馬釗,周孝信,尚宇煒,周莉梅.未來配電系統(tǒng)形態(tài)及發(fā)展趨勢(shì)[J].中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào),2015,35(06):1289-1298.[5]熊雄,季宇,李蕊,孫麗敬,吳鳴,劉海濤.直流配用電系統(tǒng)關(guān)鍵技術(shù)及應(yīng)用示范綜述[J].中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào),2018,38(23):6802-6813+7115.[6]張偉,韋濤,陳慶,賈勇勇.中低壓直流配用電系統(tǒng)接地方式選擇研究[J].電力電子技術(shù),2019,53(12):84-89.[7]HanYunhao,etal."HierarchicalControlStrategyforDistributedEnergyStorageUnitsinisolatedDCMicrogrid".第三十八屆中國(guó)控制會(huì)議論文集（5）.Ed..上海系統(tǒng)科學(xué)出版社（ShanghaiSystemsSciencePress）,2019,1065-1070.[8]唐西勝.GB/T35727—2017《中低壓直流配電電壓導(dǎo)則》解讀[J].電力系統(tǒng)自動(dòng)化,2020,44(01):23-28.[9]李忠,嚴(yán)建海,王福林,李雨桐,李秋實(shí),湯向華,袁曉冬,陳文波.樓宇低壓直流配電系統(tǒng)示范應(yīng)用[J].供用電,2018,35(06):33-40.[10]李炳華.民用建筑直流供配電系統(tǒng)若干問題探討[J].建筑電氣,2019,38(07):3-8.[11]李光曦,劉真全.建筑物直流配電電壓等級(jí)選擇探討[J].智能建筑電氣技術(shù),2016,10(04):9-13.[12]王家怡,高紅