P12M1DAC轉換器件邏輯功能測試P12M2ADC轉換器件邏輯功能測試思考與練習

在日常生活中，絕大多數的物理量都是連續變化的模擬量，例如溫度、壓力等,這些模擬量經傳感器轉換后所產生的電信號仍然是模擬信號。當需要用數字系統對這些信號進行處理時，必須將電信號轉換為數字信號，即模/數轉換，簡稱A/D轉換(AnalogtoDigital)。完成模/數轉換的電路稱之為模/數轉換器，簡稱ADC(AnalogtoDigitalConverter)。當需要用數字系統控制外部的模擬信號時，必須將數字信號轉換成模擬信號，完成相反的過程，即數/模轉換，簡稱D/A轉換(DigitaltoAnalog)。完成數/模轉換的電路稱之為數/模轉換器，簡稱DAC(DigitaltoAnalogConverter)。項目任務書MNL1

D/A轉換的工作原理

DAC數/模轉換電路接收的是數字信息，而輸出的是與輸入數字量成正比的電壓或電流。圖12-1-1表示具有三位數字輸入的雙極性輸出DAC轉換電路的轉換特性。

圖中,輸入數字信息的最高位(MSB)為符號位，1表示負值，0表示正值。輸入的數字信息是以原碼表示的。

圖12-1-2為n位DAC的框圖。P12M1

DAC轉換器件邏輯功能測試圖12-1-1數字輸入與輸出電壓之間的對應關系圖12-1-2

DAC組成框圖

D/A轉換器的種類很多，根據工作方式的不同，可分為電壓相加型和電流相加型；根據譯碼網絡的不同，可分為權電阻網絡型D/A轉換器、倒T形電阻網絡型D/A轉換器等形式。在單片集成D/A轉換芯片中,采用最多的是倒T形電阻網絡型D/A轉換器。下面以4位倒T形電阻網絡型D/A轉換器為例闡述D/A轉換的原理，如圖12-1-3所示。圖12-1-3倒T形電阻網絡型D/A轉換器圖12-1-3所示的電路由三部分組成:

(1)模擬開關S3、S2、S1、S0。輸入的數字信號d3、d2、d1、d0控制模擬開關的位置，當輸入數字信號為“0”時，開關打向右邊，將圖中的2R電阻與地相連接；當輸入數字信號為“1”時，開關打向左邊，將圖中的2R電阻接入運算放大器的反相輸入端。但是,無論開關打向左邊還是右邊,都是接地，因為運算放大器的反相輸入端為“虛地”。

(2)R-2R電阻倒T形網絡。倒T形網絡的基本單元是電阻分壓，無論從哪個節點看進去都是2R的電阻值。電阻網絡中電阻的種類只有兩種:R和2R。

(3)運算放大器電路，將電阻網絡中流進運算放大器的電流相加并轉換成電壓的形式輸出。

轉換器的輸出電壓Uo為上式表明:輸入的數字量轉換成了與其成正比的模擬量輸出。

如果是n位數字量輸入，則上式可改寫為如下形式:式中,n為二進制位數,Dn=

di×2i。倒T形電阻網絡是目前集成D/A芯片中使用最多的一種。它有如下的特點:

(1)電路中電阻的種類很少，便于集成和提高精度。

(2)無論模擬開關如何變換，各支路中的電流保持不變，因此不需要電流建立時間，提高了轉換速度。MNL2數/模轉換器的性能指標

1.轉換精度

在D/A轉換器中,一般用分辨率和轉換誤差描繪轉換精度

１)分辨率

D/A轉換器的分辨率是指輸入數字量中對應于數字量的最低位(LSB)發生單位數碼變化時引起的輸出模擬電壓的變化量ΔU與滿度值輸出電壓U之比。在ｎ位的D/A轉換器中，輸出的模擬電壓應能區分出輸入代碼的2n個不同狀態，給出2n個不同等級的輸出模擬電壓，因此分辨率可表示為

分辨率=式中,n為D/A轉換器中輸入數字量的位數。

例如:八位D/A轉換器的分辨率為

分辨率＝≈0.004

此分辨率若用百分比表示，則為0.4%。

分辨率表示D/A轉換器在理論上能夠達到的精度。

可以看出，DAC的位數越多，分辨率的值越小，即在相同情況下輸出的最小電壓越小,分辨能力越強。在實際使用中，通常把2n或ｎ叫做分辨率，例如8位DAC的分辨率為28或8位。

２)轉換誤差

D/A轉換器的轉換誤差是指在穩定工作時，實際模擬輸出值和理論值之間的最大偏差,通常以輸入電壓滿刻度(FSR)的百分數來表示。例如,DAC的線性誤差為0.05％FSR，即指轉換誤差為滿量程的0.05%。有時，轉換誤差用最小數字量的倍數來表示，例如,給出的轉換誤差為LSB/2,這就表明輸出模擬電壓的絕對誤差等于輸入量為00000001時所對應的輸出模擬電壓值的一半。

DAC誤差產生的原因有:基準電壓UREF的波動，運算放大器中的零點漂移，電阻網絡中電阻值的偏差及非線性失真等。

分辨率和轉換誤差共同決定了轉換精度，它們是相關的，對應轉換誤差大的DAC其分辨率是沒有意義的。要使DAC的精度高，不僅要選位數多的DAC，還要選穩定度高的基準電壓源和低溫漂的運放與其配合。

2.轉換速度

通常以建立時間ts表征D/A轉換器的轉換速度。建立時間ts是指輸入數字量從全“0”到全“1”(或反之，即輸入變化為滿度值)時起，到輸出電壓達到相對于最終值為±LSB/2范圍內的數值為止所需的時間，建立時間又稱為轉換時間。DAC0832的轉換時間ts小于500ns。

3.電源抑制比

在高質量的轉換器中，要求模擬開關電路和運算放大器的電源電壓發生變化時，對輸出電壓的影響非常小。輸出電壓的變化與對應的電源電壓的變化之比，就稱為電源抑制比。

此外，還有功率功耗、溫度系數以及高低輸入電平的數值、輸入電阻、輸入電容等指標，在此不一一介紹。MNL3集成D/A轉換芯片DAC0832

1.DAC0832構成框圖

目前,根據分辨率、轉換速度、兼容性及接口特性等性能的不同，集成DAC有多種不同類型和不同系列的產品。DAC0832屬DAC0830系列，是CMOS集成電路，它是8位倒T形電阻網絡轉換器。它是8位數據輸入，與單片機、CPLD、FPGA可直接連接，且接口電路簡單，轉換控制容易且使用方便，在單片機及數字系統中得到廣泛應用。其管腳圖和邏輯圖分別見圖12-1-4和圖12-1-5。圖12-1-4

DAC0832管腳圖圖12-1-5

DAC0832邏輯結構及電壓輸出電路

DAC0832主要由兩個8位寄存器(輸入寄存器和DAC寄存器)和一個8位D/A轉換器組成。使用兩個寄存器的好處是能簡化某些應用中硬件接口電路的設計。該D/A轉換器為二十腳雙列直插式封裝，各引腳的含義如下:

DI0～DI7:8位數字量數據輸入線。

ILE:數字鎖存允許信號，高電平有效。

:輸入寄存器選通信號，低電平有效。

:輸入寄存器的寫選通信號，低電平有效。由邏輯電路圖可知:片內輸入寄存器的選通信號當LE1=1時，輸入寄存器狀態隨數據輸入狀態變化，而當LE1=0時，鎖存輸入數據。

:數據傳輸信號線，低電平有效；

:DAC寄存器的寫選通信號，低電平有效。DAC寄存器的選通信號當LE2=1時，DAC寄存器狀態隨輸入狀態而變化，當LE2=0時，鎖存輸入狀態。

VREF:基準電壓輸入線。

RFB:反饋信號輸入線,芯片內已有反饋電阻。

IOUT1、IOUT2:電流輸出線。IOUT1與IOUT2的和為常數，IOUT1、IOUT2

隨DAC中的數據線性變化。

VCC:電源線。

DGND:數字地。

AGND:模擬地。

D/A轉換芯片輸入的是數字量，輸出的是模擬量。模擬信號很容易受到電源和數字信號等干擾而引起波動。為提高輸出的穩定性和減少誤差，模擬信號部分必須采用高精度基準電源VREF和獨立的地線，一般數字地和模擬地分開。

模擬地是指模擬信號及基準電源的參考地。其余信號的參考地包括工作電源、時鐘、數據、地址、控制等數字邏輯地都是數字地。應用時需合理布線，兩種地線在基準電源處一點共地比較恰當。

DAC0832是電流輸出型，即它本身輸出的模擬量是電流，應用時需外接運算放大器使之成為電壓型輸出。

DAC0832的特點是，它具有兩個輸入寄存器(寄存器具有在時鐘的作用下暫時存放數據和取出數據的功能),輸入的8位數據量首先存入輸入寄存器，而輸出的模擬量是由DAC寄存器中的數據決定的。當把數據從輸入寄存器轉入DAC寄存器后，輸入寄存器就可以接收新的數據而不會影響模擬量的輸出。

2.集成D/A轉換芯片DAC0832的工作方式

(1)雙緩沖工作方式。

雙緩沖工作方式的接法如圖12-1-6(a)所示。這種工作方式是通過控制信號將輸入數據鎖存于輸入寄存器中，當需要D/A轉換時，再將輸入寄存器的數據轉入DAC寄存器中，并進行D/A轉換。對于多路D/A轉換接口，要求并行輸出時，必須采用雙緩沖同步工作方式。圖12-1-6

DAC0832的三種工作方式采用雙緩沖工作方式的優點是:可以消除在輸入數據更新時輸出模擬量的不穩定現象；可以在模擬量輸出的同時，將下一次要轉換的數據輸入到輸入寄存器中，提高了轉換速度；用這種工作方式可同時更新多個D/A輸出，這樣在具有多個D/A器件的系統中，多個D/A轉換器件可以協調一致地工作。

(2)單緩沖工作方式。

單緩沖工作方式的接法如圖12-1-6(b)所示。這種工作方式是，在DAC的兩個寄存器中有一個是常通狀態，或者使兩個寄存器同時選通及鎖存。

(3)直通工作方式。

直通工作方式的接法如圖12-1-6(c)所示。這種工作方式是，使兩個寄存器一直處于選通狀態，寄存器的輸出隨著輸入數據的變化而變化，輸出模擬量也隨輸入數據同時發生變化。

3.集成D/A轉換芯片DAC0832的應用

由于DAC0832輸出是電流型，因此必須用運放將模擬電流轉換為模擬電壓。其輸出有單極性輸出和雙極性輸出兩種形式。

(1)單極性輸出應用電路。

圖12-1-7(a)是DAC0832用單極性輸出的原理電路。由于

、同時接地，芯片內的兩個寄存器直接接通，數據D7~D0可直接輸入到DAC寄存器。由于ILE恒為高電平，輸入由和控制，且其間要滿足確定的時序關系，在置低之后，再將置低，將輸入數據寫入DAC。其時序如圖12-1-7(b)所示。圖12-1-7

DAC0832單極性輸出電路

DAC0832單極性輸出時，輸出模擬量和輸入數字量之間的關系為

Uo=±UREF

其中:Dn=

2n。當基準電壓為＋5V(或－5V)時，輸出電壓Uo的范圍是0~-5V(0~5V)；當基準電壓為＋15V(或－15V)時，輸出電壓Uo的范圍是0~-15V(0~15V)。

(2)雙極性輸出應用電路。

前述DAC轉換器是不帶符號的數字，若要求將帶有符號的數字轉換為相應的模擬量,則應有正、負極性輸出。在二進制算術運算中，通常將帶符號的數字用2的補碼表示，因此希望DAC將輸入的正、負補碼分別轉換成具有正、負極性的模擬電壓。圖12-1-8是雙極性輸出應用電路。圖12-1-8

DAC0832雙極性輸出電路輸出模擬電壓的大小計算如下:

其中:D8為補碼，當最高位為0時表示正數，直接代入計算即可；當最高位為1時表示負數，后面各位按位取反，最低位加1后，才為該數值的大小，代入上式才能得到轉換結果。測試工作任務書MNL1

A/D轉換的原理

A/D轉換是將時間和數值上連續變化的模擬量轉換成時間上離散且數值大小變化也是離散的數字量。

A/D轉換就是在一系列的瞬間對輸入的模擬量進行采樣，然后把這些采樣的值變成數字量輸出。一系列瞬間進行取樣的過程稱為“采樣”；將采樣的信號轉換成數字量的過程稱為“量化”；將量化結果用編碼形式表示的過程稱為“編碼”,這些編碼就是A/D轉換的輸出量。由于量化和編碼都需要一定的時間，因此在采樣之后，必須保持一定的時間，這個過程稱為“保持”。所以,A/D轉換都是經過采樣、保持、量化和編碼這四個過程完成的。P12M2

ADC轉換器件邏輯功能測試

1.采樣與保持

采樣是在一系列選定的瞬間抽取模擬信號Ui(t)的值作為樣品的過程，將時間上連續變化的模擬信號轉換成時間上離散的采樣信號Uo(t)。圖12-2-1是采樣的工作過程。

圖12-2-1采樣的工作過程在圖12-2-1中，圖(a)表示模擬采樣開關，圖(b)表示模擬信號Ui(t)在采樣信號Us(t)的作用下得到采樣信號Uo(t)的過程。

在圖12-2-1中，如果采樣頻率太低，則其輸出信號就不能嚴格保留輸入信號的信息。如果采樣頻率太高，則其轉換的輸出與輸入波形能做到較好的一致，但是輸出的脈沖數也會較多，這又是不希望的。那么取樣的頻率該如何確定呢？為了保證采樣信號Uo(t)能準確無誤地表示模擬信號Ui(t)，對于一個頻率有限的模擬信號，可以由采樣定理確定采樣頻率:

fs≥2fimax

式中:fs為采樣頻率;fimax為輸入模擬信號頻率的上限值，實際使用時一般取原始信號頻率的2.5~3.0倍。表12-2-1給出了常用情況下的基帶信號(即原始信號)頻率和取樣頻率。

對采樣信號進行數字化處理需要一定的時間，而采樣信號的寬度很小，量化裝置來不及處理，因此，為了進行數字化處理，每個采樣信號要保持一個周期，直到下一次采樣為止。通常采樣和保持利用采樣保持器一次完成。采樣保持器的原理電路如圖12-2-2所示。表12-2-1常用A/D轉換的取樣頻率圖12-2-2采樣保持器的工作過程在圖12-2-2(a)所示的采樣保持電路中，運算放大器構成的高輸入阻抗的射級跟隨器，利用其阻抗變換特性構成隔離級。NMOS管V作為取樣開關，C為存儲電容。

在采樣持續時間t0(稱為采樣時間)期間，NMOS管處于導通狀態，輸入模擬電壓通過V向電容C充電。當電路充電時間常數τ=RONC遠小于t0(采樣脈沖高電平時間)時，電容器上的電壓隨著輸入電壓Ui發生變化，因此放大器的輸出電壓Uo也隨著輸入電壓Ui的變化而變化。當采樣脈沖結束后，V截止，如果場效應管和電容器的漏電流及運算放大器的輸入電流均可忽略，則電容上的電壓保持在V截止前Ui的電壓值，直到下一個采樣脈沖來到，這段時間tH稱為保持時間。下一個采樣周期來到，電容C上的值又跳回到輸入電壓Ui的值。t0和tH構成一個采樣周期ts。采樣保持器的輸出電壓如圖12-2-2(b)所示。

2.量化和編碼

取樣和保持后的信號仍然是時間上離散的模擬信號，它的取樣信號的取值是任意的，而數字信號的取值是有限的或離散的。例如，用3位二進制數來表示，則只有8種狀態，也就是只有000～111共8個離散的取值。因此要實現幅度的離散化，就要用具體的數字量來近似地表示對應的模擬值。任意一個數字量的大小都是以某個最小數量單位的整數倍來表示的，這個最小的數量單位稱為量化單位，用Δ表示。將采樣信號和量化單位相比較而轉換為量化單位整數倍的過程稱為量化。量化一般有兩種方法:

(1)舍尾取整法：取最小量化單位Δ=，Um為模擬信號電壓的最大值，n為數字代碼的位數。如果輸入信號的幅值為0～Δ，則量化的結果取0；如果輸入信號的幅值為Δ～2Δ，則量化結果取Δ，依此類推。這種量化方法是只舍不入，其量化誤差δ<Δ。

(2)四舍五入法：以量化級的中間值作為基準的量化方法。取Δ=，當輸入信號的幅值為0～Δ/2時，量化結果的取值為0；當輸入信號的幅值為Δ/2～3Δ/2時，量化結果的取值為Δ，依次類推。這種量化的結果是有舍有入，其量化誤差δ<Δ/2。為減少量化誤差，選擇四舍五入法為好。

0～1V模擬信號轉換為3位二進制代碼，劃分量化電平的兩種方法如圖12-2-3所示。圖12-2-3劃分量化電平的兩種方法MNL2

A/D轉換器的常用類型

根據A/D轉換器的原理可將A/D轉換器分為兩大類：一種是直接型A/D轉換器，另一類是間接型A/D轉換器。在直接型A/D轉換器中，輸入的模擬電壓被直接轉換成數字代碼，不經任何中間變量。而在間接型A/D轉換器中，首先把輸入的模擬電壓轉換成某種中間變量(時間、頻率、脈沖寬度等)，然后再將這些中間變量轉換為數字代碼輸出。

A/D轉換器的類型很多，具體分類如圖12-2-4所示。盡管A/D轉換器的類型很多，但目前應用較廣泛的主要有三種：逐次逼近式A/D轉換器、雙積分型A/D轉換器和V/F式A/D轉換器。下面簡單介紹前兩種A/D轉換器的基本原理。圖12-2-4轉換器的分類圖

1)逐次逼近式A/D轉換器

圖12-2-5是逐次逼近式A/D轉換器的電路原理圖。從圖中可以看出，逐次比較式A/D轉換器由比較器、控制邏輯、逐次逼近寄存器、電壓輸出D/A轉換電路等幾個部分組成。圖12-2-5逐次逼近式A/D轉換器的電路原理圖逐次逼近式A/D轉換器的主要原理是:將一待轉換的模擬輸入信號UI與一個推測信號UF相比較，根據推測信號大于還是小于輸入信號來確定增大還是減少該推測信號，以便向輸入模擬信號逼近。推測信號由D/A轉換器的輸出獲得，當推測信號與輸入模擬信號相等時，向D/A轉換器輸入的數值就是對應模擬輸入信號的數字量。

逐次逼近式A/D轉換器電路的工作原理與天平稱物體的質量相似。下面我們舉例說明它的工作過程。首先，將逐次逼近寄存器清零，這時，加在D/A轉換電路上的輸入數字量為0，D/A轉換電路的輸出為0。

當第一個時鐘信號上升沿到來時，逐次逼近寄存器將輸入數碼的最高位D3置為1，則輸入到D/A轉換器的數碼為1000，D/A轉換電路輸出一個對應于1000的模擬電壓值。這個電壓UF加在比較器的反相輸入端，它與加在比較器同相輸入端的輸入模擬電壓UI進行比較，由圖12-2-6可以看出:D/A輸出的電壓小于輸入電壓，這時比較器的輸出為高電平。圖12-2-6逐次逼近式A/D轉換器的工作波形當第二個時鐘信號上升沿到來時，控制器控制逐次逼近寄存器完成兩項工作:一是檢測比較器的輸出是否為高電平，如果為高電平，則D3的狀態保持高電平，否則回到0；二是將次高位的D2置為1,這時送入到D/A轉換器的數字量為1100。此時D/A轉換器輸出UF與輸入模擬信號UI比較，由圖12-2-6可以看出:D/A輸出的電壓大于輸入電壓，這時比較器的輸出為低電平。當第三個時鐘信號上升沿到來時，控制器仍然控制逐次逼近寄存器完成兩項工作，從圖12-2-6可以看出：這時比較器輸出為低電平，則將D2狀態回到0，將D1置為1，這時輸入到D/A轉換器的數字量為1010，其轉換后的模擬電壓UF仍然高于UI，比較器的輸出為0。

當第四個時鐘信號上升沿到來時，其工作過程同上。當第五個時鐘信號上升沿到來時，僅判斷比較器的輸出是高電平還是低電平。圖中為高電平，則D0保持為1。本例中,由于A/D轉換器的輸出僅為4根地址線，因此這是最后一步，D4D3D2D1的輸出就是A/D轉換器轉換的結果。

通過上述分析可以看出:逐次逼近比較式A/D轉換電路的速度較慢，轉換時間t與A/D轉換的位數N和時鐘周期有如下的關系:

t=(N+1)T逐次逼近比較式A/D轉換電路因結構簡單而得到廣泛應用，一般用于中速的A/D轉換場合。

2)雙積分型A/D轉換器

雙積分型A/D轉換器是一種間接型A/D轉換器，它的基本原理是將輸入的模擬電壓ui轉換成時間間隔，再在此時間間隔內用計數器對頻率恒定的時鐘脈沖進行計數。在計數結束時，計數器所計的數字量正比于輸入的模擬電壓ui，從而實現了模擬量到數字量的轉換。

圖12-2-7(a)是雙積分型A/D轉換器的工作原理圖。它主要是由基準電壓-uREF、積分器、檢零比較器、計數器、控制電路等組成的。圖12-2-7雙積分型A/D轉換器的工作原理圖轉換開始前信號us=0，計數器及定時觸發器被置0，FFn的輸出Q為0，開關S2接通輸入信號ui(若Q=1，則接通基準電源-UREF);同時通過G2將電子開關S1接通，使電容器充分放電。G1被封鎖，計數器不工作。

(1)第一次積分。設在時間t=0時刻，us=1，通過G2控制S1斷開，則對模擬信號ui積分，積分電流，則

當uo<0時，比較器輸出為2n個脈沖后又回到0，同時使定時觸發器FFnQ端置1，開關S2接通-uREF。第一次積分結束，積分時間為t1=2n·Tc，則

從上式可以看出：積分器的輸出電壓uo與輸出模擬電壓成正比。

(2)第二次積分(反向積分)。當開關S2合到-uREF后，積分器從t1立刻進行第二次積分(反向積分)。計數器再次從0開始計數，電容器C以恒定電流放電，放電初始電壓值為。則積分器的輸出電壓：

反向積分時，uo(t)上的電壓從逐漸上升，經時間(t2-t1)后，檢零比較器的輸出uc由高電平1變到低電平0。G1被封鎖，計數器停止計數，第二次積分結束。這時積分器的輸出電壓為

上式中(t2-t1)=T2為反向積分所用的時間，N為T2時間內計數器的計數脈沖數。

所以

上式說明，第二次積分結束后，計數器的數值和輸入模擬電壓成正比，從而實現了輸入模擬電壓ui到輸出數字量的轉換。可見雙積分型A/D轉換在完成一次轉換過程中需要進行兩次積分。

雙積分式A/D轉換電路具有抑制交流干擾的能力和結構簡單、轉換速度高的特點。雙積分技術的不足之處在于速度低，且轉換時間不固定。MNL3

A/D轉換器的主要參數

1.A/D轉換器的轉換精度

在A/D轉換電路中，也用分辨率和轉換誤差來表示轉換精度。

(1)分辨率。A/D轉換器的分辨率是指輸出數字量的最低位變化一個單位，輸入模擬量的必須變化量(也可用LSB來表示)，即

分辨率=式中,n為轉換器的位數。例如,8位A/D轉換器，輸入模擬電壓的變化范圍是0～5V，則其分辨率為19.6mV。分辨率也常用A/D轉換器輸出的二進制或十進制的位數來表示。(2)轉換誤差。轉換誤差表示轉換器輸出的數字量和理想輸出數字量之間的差別，并用最低有效位的倍數來表示。轉換誤差由系統中的量化誤差和其他誤差之和來確定。量化誤差通常為±LSB/2。其他誤差包括基準電壓不穩或設定不精確、比較器工作不夠理想所帶來的誤差。

A/D轉換器的位數應滿足所要求的轉換誤差。例如,A/D轉換器的模擬輸入電壓的范圍是0～5V，要求其轉換誤差為0.05%，則其允許最大誤差為2.5mV。在此條件下，如果系統不考慮其他誤差，則選用12位的A/D轉換芯片就能滿足要求。如果考慮到系統還有其他的誤差，則應相應地增加A/D轉換的位數，才能使轉換誤差不會超出所要求的范圍。

2.A/D轉換器的轉換速度

A/D轉換器的轉換速度可用A/D轉換器的轉換時間和轉換頻率來表示。

轉換時間是指完成一次轉換所需要的時間,即從接到轉換控制信號開始到得到穩定的數字量的輸出為止所需要的時間。轉換速度是指單位時間內完成的轉換次數。A/D轉換器的轉換速度主要取決于A/D轉換器的轉換類型。例如,直接型A/D轉換器中,并行A/D轉換器比逐次逼近型A/D轉換器快得多；間接型A/D轉換器要比直接型A/D轉換器轉換速度低得多。

此外，在組成高速A/D轉換器時，還應將采樣―保持電路中的采樣時間計入轉換時間內。

3.電源抑制

在輸入模擬信號不變的情況下，當轉換電路的供電電源發生變化時，對輸出也會產生影響,這種影響可用輸出數字量的絕對變化量來表示。

此外，還有功率消耗、穩定系數、輸入模擬電壓范圍以及輸出數字信號的邏輯電平等技術指標。MNL4集成A/D轉換器的應用

這里以ADC0809為例，介紹A/D轉換器的應用。

ADC08098位逐次逼近式A/D轉換器是一種單片CMOS器件，它內部包含8位的數/模轉換器、8通道多路轉換器及與微處理器兼容的控制邏輯。8通道多路轉換器直接連接8個單端模擬信號中的任意一個。圖12-2-8是ADC0809的管腳圖，圖12-2-9是ADC0809的邏輯框圖。圖12-2-8

ADC0809的管腳圖圖12-2-9

ADC0809的邏輯框圖

ADC0809各引腳的功能介紹如下:

IN0~IN7:8路輸入通道的模擬量輸入端口。

2-1~2-8:8位數字量輸出端口。

START、ALE:START為啟動控制輸入端口，ALE為地址鎖存控制信號端口。這兩個信號連接在一起，當給一個正脈沖時，便立刻啟動模數轉換，參見圖12-2-10所示的工作時序。圖12-2-10

ADC0809的工作時序圖

EOC、OE:EOC為轉換結束信號脈沖輸出端口，OE為輸出允許控制端口。這兩個信號也可連接在一起，表示轉換結束。OE端的電平由低變高，打開三態輸出鎖存器，將轉換結果的數字量輸出到數據總線上。

REF(+)、REF(-)、VCC、GND:REF(+)、REF(-)為參考電源輸入端，VCC為主電源輸入端，GND為接地端。一般REF(+)

與VCC連接在一起，REF(-)和GND連接在一起。

CLK:時鐘輸入端。

ADDA、ADDB、ADDC:8路模擬開關三位地址選通輸入端，以選擇對應的輸入通道，其對應關系如表12-2-2所示。表12-2-2地址碼與輸入通道的對應關系

ADC0809常用于單片機的外圍芯片，將需要送入單片機的0～5V的模擬電壓轉換成8位數字信號，送入單片機處理。它和單片機的接口通常有三種方式:查詢方式、中斷方式和等待延時方式。這里不再贅述，具體應用可查閱相關資料。A/D轉換集成電路的種類很多，ADC080X系列ADC轉換器如ADC0801、ADC0802、ADC0803、ADC0804、ADC0805等，是較流行的中速廉價型單通道8位MOSA/D轉換器。該集成A/D轉換器是美國國家半導體公司(NationalSemiconductCorporation)的產品，這一系列的五個不同型號產品的結構原理基本相同，但非線性誤差不同，其最大非線性誤差ADC0801為±1/4LSB，ADC0802/0803為±1/2LSB，ADC0804/0805為±1LSB。顯然,ADC0801的精度最高，其市場售價也最高。這個系列是20引腳雙列直插式封裝芯片。其特點是內含時鐘電路,只要外接一個電阻和電容就可自身提供時鐘信號；也可自行提供VREF/2端的參考電壓，允許輸入信號是差動的或不共地的電壓信號。圖12-2-11是ADC080X系列的管腳圖。各管腳的功能介紹如下:

(引腳1、2、3):數字控制輸入端，滿足標準TTL電平。其中,用來控制A/D轉換的啟動信號，

用來讀A/D轉換的結果。當它們同時為低電平時，輸出數字鎖存器各端上出現8位并行二進制數。圖12-2-11

ADC0801～0805的管腳圖

CLKI(引腳4)和CLKR(引腳19):ADC0801～ADC0805內部有時鐘電路，只要在“CLKI”和“CLKR”兩端外接一對電阻、電容即可產生A/D轉換所需要的時鐘，其振蕩頻率為fCLK≈1/1.1RC。其典型應用參數為:R=10kΩ，C=150pF，fCLK≈640kHz，轉換速度為100μs。若采用外部時鐘，則外部時鐘fCLK應從CLKI端輸入，此時不接R、C，允許的時鐘頻率范圍為100～1460kHz。

(引腳5):是轉換結束信號輸出端，輸出跳轉為低電平，表示本次轉換已結束(可作為微處理器查詢和中斷信號)。如果將和端與相連接，則ADC0801～ADC0805處于自動循環轉換狀態。ADC0801～ADC0805轉換器的工作時序如圖12-2-12所示。為0時，允許進行A/D轉換。由低跳高時，8位逐次比較需8×8=64個時鐘周期，再加上控制邏輯操作，一次轉換需66～73個時鐘周期。在典型應用fCLK≈640kHz時，轉換時間約為103～114μs。當fCLK超過640kHz時，轉換精度下降;超過極限值1460時,便不能正常工作。圖12-2-12

ADC080X的工作時序圖

(引腳6)和(引腳7):

被轉換的電壓信號從和輸入，允許此信號是差動的或不共地的電壓信號。如果輸入電壓信號VIN的變化范圍為0V～Vmax，則芯片的接地，輸入電壓信號加到引腳。

AGND(引腳8)和DGND(引腳10):

AGND為模擬地，DGND為數字地,分別有輸入端。數字電路的地電流不影響模擬信號回路，以防止寄生耦合產生的干擾。

VREF/2(引腳9):參考電壓VREF/2可以由外部電路供給，從“VREF/2”直接送入，VREF/2電壓應是輸入電壓的二分之一。所以,輸入電壓的范圍可以通過調整VREF/2引腳處的電壓加以改變，轉換器的零點無需調整。例如,輸入電壓范圍是0.5～3.5V，在VREF/2處應加2V；當輸入電壓是0～5V時，如VCC電壓準確、穩定，也可作參考基準。此時，由ADC0801～ADC0805芯片內部設置的分壓電路可自行提供VREF/2參考電壓，VREF/2不必外接電源，懸空即可。測試工作任務書MNL5

CC144333雙積分型A/D轉換器

1.CC14433的管腳分布及管腳功能簡介

CC144333雙積分型A/D轉換器是用CMOS工藝制造的，它將數字電路和模擬電路集成在一個芯片中，芯片有24只引腳，采用雙列直插式。其引腳排列如圖12-2-14所示。圖12-2-14

CC14433管腳圖引腳功能說明如下:

VAG(1腳):被測電壓VX和基準電壓VR的參考地。

VR(2腳):外接基準電壓(2V或200mV)輸入端。

VX(3腳):被測電壓輸入端。

R1(4腳)、R1/C1(5腳)、C1(6腳):外接積分阻容元件端。

外接元件參考值：C1＝0.1μF(聚酯薄膜電容器)，R1＝470kΩ(2V量程)；

R1＝27kΩ(200mV量程)。

C01(7腳)、C02(8腳):外接失調補償電容端，典型值為0.1μF。

DU(9腳):實時顯示控制輸入端。若其與EOC(14腳)端連接，則每次A/D轉換均顯示。

CP1(10腳)、CP0(11腳):時鐘振蕩外接電阻端，典型值為470kΩ。VEE(12腳):電路的電源最負端，接-5V。VSS(13腳):除CP外所有輸入端的低電平基準(通常與1腳連接)。

EOC(14腳):轉換周期結束標記輸出端，每一次A/D轉換周期結束，EOC輸出一個正脈沖，其寬度為時鐘周期的二分之一。

(15腳):過量程標志輸出端，當|VX|＞VR

時，輸出為低電平。

DS4～DS1(16～19腳):多路選通脈沖輸入端，DS1對應于千位，DS2

對應于百位，DS3

對應于十位，DS4對應于個位。Q0～Q3(20～23腳):BCD碼數據輸出端，DS2、DS3、DS4選通脈沖期間，輸出三位完整的十進制數；在DS1選通脈沖期間，輸出千位0或1及過量程、欠量程和被測電壓極性標志信號(詳見表12-2-4及表后說明)。

CC14433具有自動調零和自動極性轉換等功能，可測量正或負的電壓值。當CP1

、CP0

端接入470kΩ電阻時，時鐘頻率約為66kHz，每秒可進行4次A/D轉換。它調試簡便，能與微處理機或其他數字系統兼容，廣泛應用于數字面板表、數字萬用表、數字溫度計、數字量具及遙測、遙控系統。

2.CC14433的功能和使用說明

(1)電路內部具有自動調零和自動極性轉換功能，可以測量輸入為正或負的電壓值。

(2)當CP1、CP0接入RC=479kΩ時，時鐘頻率約等于66kHz，每秒可進行4次A/D轉換。

(3)此芯片有兩個基本量程:當C1=0.1μF，R1=470kΩ，VREF=2V時，滿量程讀數為1.999V；當C1=0.1μF，R1=27kΩ，VREF=200mV時，滿量程讀數為199.9mV。輸入端接入一個1MΩ電阻和0.01μF電容組成的濾波網絡。若在電容器兩端并接兩只正、反向二極管，則可對輸入端起到保護作用。為擴大量程，可接入電阻分壓網絡。

(4)顯示譯碼器選用CD4511。BCD碼輸入，七段碼輸出。(5)數字顯示采用動態逐位掃描方式，工作時自高位向低位以每位約300μs的速率循環顯示,即一個4位數的循環周期是1.2ms。當選通端DS1、DS2、DS3和DS4依次被置1時，相應地選通千位、百位、十位和個位數碼管。與此同時，輸出端Q3Q2Q1Q0與選通端同步，依次輸出相應的數值，通過顯示譯碼器后，驅動數碼管顯示相應的數值。

(6)3數字電壓表使用4位數碼管顯示讀數，為滿足動態掃描、逐位顯示要求，各數碼管同名筆劃端可與相應的譯碼顯示輸出端連在一起。但其中最高位數碼管要求僅b、c兩筆劃接入電路，使它滿足顯示1和0(滅0)的功能。

(7)CC14433的最高位不是通常的BCD碼，而是輸出如表12-2-4所示的特殊編碼。表12-2-4最高位真值表由表可知:

①當最高位為0時，輸出Q3Q2Q1Q0均超過了1001，通過CD4511譯碼后使數碼管燈滅;當最高位為1時，由于只接入了b、c兩筆劃，從而數碼管只顯示1。

②Q2可以作為被測電壓的極性指示信號。當被測信號為“＋”時，Q2=1;當被測信號為“-”時，Q2=0。用它來驅動最高位數碼管的g筆劃位。③從Q3Q0兩位輸出中，可以看出是欠壓還是過壓。當轉換結果小于0180時，表明是欠壓量程狀態，這時Q3=1，Q0=1(Q3Q0=1)，表明電壓表已欠壓，此時電壓表可以減小一個量程，將小數點向左移一位，以增加有效讀數位。當轉換結果大于1999時(已溢出)，則Q3=0，Q0=1(

Q0=1)，表明電壓表處于超量程狀態,此時電壓表增大一擋量