第8章自動控制電路

8.1概述8.2反饋控制的基本原理8.3自動增益控制(AGC)電路8.4自動頻率控制(AFC)電路8.5鎖相環路(PLL)基本原理8.6頻率合成器8.7移動通信設備實用電路舉例——900MHz移動電話本章小結思考題與習題8.1概述反饋控制是現代工程技術中一種重要的技術手段，現已廣泛應用于各種領域的自動控制與調節，在系統受到擾動的情況下通過反饋控制的作用可以使系統的某個參數達到需要的精度，或按照一定的規律動作。根據控制對象參數不同，反饋控制電路在電子線路中可以分為以下三類：自動增益控制(AGC)電路、自動頻率控制(AFG)電路及自動相位控制(APC)電路。然后介紹三種基本反饋控制電路的原理、組成及應用。最后闡述在此基礎上發展起來的頻率合成技術及其在電子通信領域的廣泛應用。一般來講，反饋哪個量輸出就可以穩定哪個量。反饋量可以是電學量，也可以是非電學量，如溫度、壓力、位移、流量、速度等。電子電路中的反饋最常見的是振幅的反饋，如模擬電子電路中的電壓、電流負反饋電路。自動增益控制(AutomaticGainContorl，AGC)實際上是振幅控制，被穩定和控制的量是振幅；在自動頻率控制(AutomaticFrequencyControl，AFC)中，反饋量是頻率，被穩定控制的量就是頻率；若反饋量是相位，則信號跟蹤另一信號的相位，使其兩者的相位差不變，那么這兩個信號的相位差保持穩定，而頻率相等，所以具有相位反饋的鎖相環路(PhaseLockedLoop，PLL)也是一種實現頻率跟蹤的自動控制電路。但它與自動頻率控制電路有本質的不同。AFC是利用誤差頻率產生的電壓來控制頻率，是有頻差的。而PLL有相差，利用相差產生控制作用，因此沒有頻差的。增益控制電路是電子設備，特別是通信接收設備的重要輔助電路之一，它的主要作用是使設備的輸出電平(振幅)基本保持恒定。接收機的輸出電平取決于輸入信號的電平和接收機的增益。接收機的輸入信號由于種種原因通常有很大的變化范圍，最大和最小的輸入信號相差可以達到幾十分貝。在接收較弱信號時，我們希望接收機有較高的增益；在接收較強信號時，則要求它的增益相應地降低。這樣才能使輸出信號保持適當的電平，不致因為輸入信號太小而無法正常工作，也不致因輸入信號太大使接收機發生飽和而堵塞。控制輸出信號的基本恒定這一任務由增益控制電路來完成。自動頻率控制電路也稱自動頻率控制環(AFC環)，是通信設備中必備的基本電路，它的主要作用是使輸出信號的頻率和輸入信號的頻率保持確定關系。

AFC環主要由鑒頻器和受控本地振蕩器等部件構成。后者大多采用壓控振蕩器，它能使中頻fI在輸入信號頻率fc和本地受控振蕩頻率fL發生變化時盡量保持穩定。通常令fI=fL－fc。鑒頻器的作用是檢測中頻的頻偏，并輸出誤差電壓。閉環時，輸出誤差電壓使受控振蕩器的振蕩頻率偏離減小，從而把中頻拉向額定值。這種頻率負反饋作用經過AFC環反復循環調節，最后達到平衡狀態，從而使系統的工作頻率保持穩定且偏差很小。早期的AFC環用于自動調諧接收機，以簡化接收機的調諧手續，并使它在發射信號頻率不穩定時也能進行穩定接收。20世紀50年代初期，AFC環始用于調頻通信接收機，以提高抗干擾能力；用于雷達接收機以實現頻率微調；還用于調頻發射機和其他電子設備，以提高主振頻率的穩定度。鎖相環為無線電發射中使頻率較為穩定的一種方法，鎖相環由鑒相器、環路濾波器和壓控振蕩器組成。鑒相器用來鑒別輸入信號與輸出信號之間的相位差，并輸出誤差電壓。誤差電壓中的噪聲和干擾成分被低通性質的環路濾波器濾除，形成壓控振蕩器(VCO)的控制電壓。控制電壓作用于壓控振蕩器的結果是把它的輸出振蕩頻率fo拉向環路輸入信號頻率fi，當二者相等時，環路被鎖定，維持鎖定的直流控制電壓由鑒相器提供。鎖相環路是能使受控振蕩器的頻率和相位均與輸入信號保持確定關系的閉環電子電路。頻率合成是指由一個或多個頻率穩定度和精確度很高的參考信號源通過頻率域的線性運算，產生具有同樣穩定度和精確度的大量離散頻率的過程。實現頻率合成的電路叫頻率合成器，頻率合成器是現代電子系統的重要組成部分。在通信、雷達和導航等設備中，頻率合成器既是發射機的激勵信號源，又是接收機的本地振蕩器；在電子對抗設備中，它可以作為干擾信號發生器；在測試設備中，可作為標準信號源，因此頻率合成器被人們稱為許多電子系統的“心臟”。在后續的章節中我們主要介紹基本的反饋控制電路和在此基礎上發展起來的頻率合成器。8.2反饋控制的基本原理8.2.1反饋控制系統的組成、工作過程和特點

反饋控制系統的組成方框圖如圖8.1所示。它一般由比較器、控制設備和反饋環節組成，比較器的作用是將外加的參考信號r(t)與反饋信號f(t)進行比較，得到并輸出參考信號和反饋信號的差值信號e(t)，比較器的功能是檢測誤差信號和產生控制信號。控制設備是在輸入信號s(t)的作用下產生輸出信號y(t)，其輸出與輸入特性關系受誤差信號e(t)的控制，也就是通過誤差信號控制信號的輸出。有些反饋控制系統，其輸出信號是由控制設備本身產生的，而不需另加輸入信號，其輸出信號的參數受誤差信號的控制。前面所講的壓控振蕩器就是一個典型的例子。反饋環節的作用是將輸出信號y(t)按一定的規律反饋到輸入端，這個規律可以隨著要求的不同而不同，它對整個環路的性能起著重要的作用。圖8.1反饋控制系統的組成方框圖

1.反饋控制系統的工作過程

假定系統已處于穩定狀態，這時輸入信號為s0，輸出信號為y0，參考信號為r0，比較器輸出的信號為e0。

(1)參考信號r0保持不變，輸出信號y發生了變化。y發生了變化的原因既可以是輸入信號s(t)發生了變化，也可以是控制設備的本身特性發生可變化。y的變化經過反饋環節將表現為反饋信號f的變化，使得輸出信號y向趨近于y0的方向進一步變化。在反饋控制系統中，總是使輸出信號y進一步變化的方向與原來的變化方向相反，也就是要減小y的變化量。y的變化減小將使得比較器輸出的誤差信號減小。適當的設計可以使系統再次達到穩定，誤差信號e的變小，這就意味著輸出信號y偏離穩態值y0也很小，從而達到穩態輸出y0的目的。顯然，整個過程是靠系統的本身的反饋機制自動進行調節的。

(2)參考信號r0發生了變化。這時即使輸入信號s(t)和可控特性設備的特性沒有變化，誤差信號e也要發生變化。系統調整的結果使得誤差信號e的變化很小，這只能是輸出信號y與參考信號r同方向的變化，也就是輸出信號將隨著參考信號的變化而變化。總之，由于反饋控制作用，較大的參考信號變化和輸出信號的變化，只能引起小的誤差信號的變化。欲得此結果，需滿足如下兩個條件：首先，反饋信號變化的方向要與參考信號的變化方向一致。因為比較器輸出的誤差信號e是參考信號r與反饋信號f之差，即e=r-f，所以，只有反饋信號與參考信號變化方向一致，才能抵消參考信號的變化。其次，從誤差信號到反饋信號的整個通路(控制設備、反饋環節和比較器)的增益要高。從反饋控制系統的工作過程可以看出，整個調整過程就是反饋信號與參考信號之間的差值自動減小的過程，而反饋信號的變化是受誤差信號控制的。整個通路的增益越高，同樣的誤差信號的變化就越大。這樣對于相同的參考信號與反饋信號之間的起始偏差，在相同重新達到穩定后，通路增益高，誤差信號變化就小，整個系統調整的質量就高。應該指出，提高通路增益只能減小誤差信號變化，而不能將這個變化減小到零。這是因為補償參考信號與反饋信號之間的起始偏差所需的反饋信號變化，只能由誤差信號變化產生。

2.反饋控制系統的特點

反饋控制系統具有如下特點：

(1)誤差檢測。控制信號產生和誤差信號校正全部都是自動完成的。當系統的參考信號(或稱基準信號)與反饋信號之間的差值發生變化時，系統能自動調整，待重新達到穩定后，可以是使誤差信號遠遠小于參考信號與反饋信號的起始偏差。利用這個特性，可以保持輸出信號基本不變，或者是輸出信號隨參考信號的變化而變化。它的反應速度快，控制精度高。

(2)系統是根據誤差信號的變化而進行調整的，而不管誤差信號是由哪些原因產生的。所以不論是參考信號的變化輸出信號的變化而引起的變化，也不論輸出信號是由于輸入信號的變化而引起的變化，還是由于設備本身特性的變化而引起的變化，系統都能進行調整。

(3)系統的合理設計能夠減小誤差信號的變化，但不可能完全消除。因此，反饋控制系統調整的結果總是有誤差的，這個誤差叫剩余誤差。系統的合理設計可以將剩余誤差控制在一定范圍內。以上對反饋控制系統的組成、工作過程及其特點進行了說明，下面對反饋控制系統做一些基本分析。8.2.2反饋控制系統的基本分析

1.反饋控制系統的傳遞函數及數學模型

分析反饋控制系統就是要找到參考信號與輸出信號(又稱被控信號)的關系，也就是要找到反饋控制系統的傳輸特性。和其他系統一樣，反饋控制系統也可以分為線性系統和非線性系統。這里重點分析線性系統。若參考信號r(t)的拉氏變換為R(s)，輸出信號y(t)的拉氏變化為Y(s)，則反饋控制系統的傳輸特性表示為(8.1)式中，稱T(s)為反饋控制系統的閉環傳遞函數。下面來推導閉環傳遞函數T(s)的表達式。并利用它分析反饋控制系統的特性。為此需先找出反饋控制系統各部件的傳遞函數及數學模型。

1)比較器比較器的典型特性如圖8.2所示，其輸出的誤差信號e通常與參考信號r和反饋信號f的差值成比例，即

e=Acp(r－f)

(8.2)這里，Acp是一個比例常數，它的量綱應滿足不同系統的要求。如在下面將要分析的AGC系統中，r是參考信號的電平值，所以Acp是一個無量綱的常數。而在AFC中，r是參考信號的頻率值，f是反饋信號的頻率值，e是反映這兩個頻率差的電平值，所以Acp唯一的量綱是V/Hz的常數。在鎖相環電路中，e和(r-f)不成線性關系，這時Acp就不再是一個常數，這種情況可參閱有關文獻，這里只討論Acp為常數的情況。將式(8.2)寫成拉氏變換式

E(s)=Acp［R(s)－F(s)］(8.3)式中，E(s)是誤差信號的拉式變換，R(s)是參考信號的拉氏變換，F(s)是反饋信號的拉氏變換。圖8.2比較器的典型特性

2)控制設備在誤差信號控制下產生的相應輸出信號的設備為控制設備。控制設備的典型特性如圖8.3所示。如壓控振蕩器就是在誤差電壓的控制下產生相應的頻率變化。和比較器一樣，控制設備的變化關系并不一定是線性關系，為簡化分析假定它是線性關系，即

y=Ace

(8.4)這里，Ac是常數，其量綱應滿足系統的要求。例如，壓控振動器Ac的量綱就是Hz/V。將式(8.4)寫成拉氏變換式

Y(s)=AcE(s)

(8.5)圖8.3控制設備的典型特性

3)反饋環節反饋環節的作用是將輸出信號y的信號形式變化為比較器需要的信號形式。如輸出信號是交流信號，而比較器需要用反映交變信號的平均值的直流信號進行比較，反饋環節應能完成這種變換。反饋環節的另一重要作用是按需要的規律傳遞輸出信號。例如，只需要某些頻率信號起反饋作用，那么可以將反饋環節設計成一個濾波器，只允許所需的頻率信號通過。此外，它還可以對環路進行調整。通常，反饋環節是一個所需特性的線性無源網絡。如在鎖相環PLL中它是一個低通濾波器。它的傳遞函數為(8.6)這里，H(s)為反饋傳遞函數。根據上面的基本部件的功能和數學模型可以得到這個反饋控制系統的數學模型，如圖8.4所示。利用這個模型，就可以導出整個系統的傳遞函數。因為從而得到反饋控制系統的傳遞函數為(8.7)式(8.7)稱為反饋控制系統的閉環傳遞函數。利用該式就可以對反饋控制系統的特性進行分析。在分析反饋控制系統時，有時還要用到開環傳遞函數Top(s)、正向傳遞函數Tf和誤差傳遞函數Te(s)的表達式。開環傳遞函數是指反饋信號F(s)與誤差信號E(s)之比，即(8.8)正向傳遞函數是指輸出信號Y(s)與誤差信號E(s)之比，即(8.9)誤差傳遞函數是指誤差信號E(s)與參考信號R(s)之比，即(8.10)

2.反饋控制系統的基本特性的分析

1)反饋控制系統的瞬態與穩態響應若反饋控制系統系統已經給定，即正向傳遞函數Ac和反饋傳遞函數H(s)為已知，則在給定參考信號R(s)后就可根據式(8.7)求得該系統的輸出信號Y(s)，因為(8.11)在一般情況下，該式表示的是一個微分方程式，從線性系統的分析可知，所求得的輸出信號的時間函數y(t)將包含有穩態部分和瞬態部分。在控制系統中，穩態部分表示系統穩定后所處的狀態；瞬態部分則表示系統中進行控制過程中的情況。這里主要討論穩態情況。

【例8.1】以反饋放大器為例來說明上述概念。電路如圖8.4所示。

【解】與圖8.4對比，不難得出相應的關系式，其正向傳遞函數如下：反饋傳遞函數為這里，Acp=1，所以其閉環傳遞函數為(8.12)圖8.4反饋放大器等效電路當給定參考信號是階躍信號時，即r(t)=u(t)，則將其代入式(8.12)，得(8.13)利用部分分式展開式(8.13)，并進行拉式逆變換，就得到了在階躍函數輸入時該電路的輸出信號uy(t)為(8.14)式中，第一項為穩態部分，當電路穩定后,輸出亦是一個階躍，幅度為；第二項為瞬態部分，它隨時間的增長按指數規律衰減。如圖8.5所示。圖8.5反饋放大器在單位階躍信號作用下的輸出信號

2)反饋控制系統的跟蹤特性反饋控制系統的跟蹤特性是指誤差信號e與參考信號r的關系。它的復頻域表示式是式(8.10)所示的誤差傳遞函數，也可表示為(8.15)

當給定參考信號r時，求出其拉氏變換并代入式(8.15)中，求出E(s)，在進行逆變換就可得誤差信號e隨時間變化的函數式。顯然，誤差信號的變化既取決于系統的參數Acp、Ac和H(s)，也取決于參考信號的形式。對于同一個系統，當參考信號是一個階躍信號時，誤差信號是一種形式，而當參考信號是一個斜升函數(隨時間線性增加的函數)時，誤差信號又是另一種形式。誤差信號隨時間變化的情況反映了參考信號的變化和系統是怎樣跟隨變化的。例如，當參考信號是階躍變化，即由一個穩態值變化到另一個穩態值時，誤差信號在開始時較大，而當控制過程結束系統達到穩態時，誤差信號將變得很小，近似為零。但是，對于不同的系統，變化的過程是不一樣的，它既可能是單調減小的，也可能是振蕩減小的，如圖8.6中的曲線(Ⅰ)和(Ⅱ)所示。當需要了解在跟蹤過程中有沒有起伏以及起伏的大小時，或者需要了解誤差信號減小到某一規定值所需的時間(即跟蹤速度)時，就需要了解這個跟蹤過程。從數學上說，就是要求在給定參考信號變化形式的情況下誤差信號的時間函數，但是這種計算往往是比較復雜的。圖8.6反饋控制系統的跟蹤過程在許多實際應用中，往往不需要了解信號的跟蹤過程，而只需要了解系統穩定后誤差信號的大小，稱其為穩態誤差。利用拉普拉斯變換的終值定理和誤差傳遞函數的表達式(8.15)就可求得穩態誤差信號值(8.16)es越小，說明系統跟蹤誤差越小，跟蹤特性越好。對于例8.1，在單位階躍函數的作用下，即ur(t)=u(t)，Ur(s)=1/s，其誤差信號為(8.17)利用部分分式法展開式(8.17)并進行逆變換，就能得到在單位階躍信號作用下電路誤差信號隨時間變化的特性，即跟蹤特性(8.18)由圖8.7可見，在單位階躍函數的作用下，這個電路的誤差信號開始是1，當t→∞時，電路達到穩定，誤差信號的值是，變換過程是按指數規律單調衰減，時間常數是。利用式(8.16)，也可以直接求其穩態誤差(8.19)上式和式(8.18)求得的結果是一致的。顯然A越大，Ues越小，輸出信號越接近參考信號，這與式(8.14)的結果是符合的。圖8.7反饋放大器的跟蹤特性

3)反饋控制系統的頻率響應反饋控制系統在正弦信號的作用下的穩態響應稱為頻率響應，可以用jω代替傳遞函數中的s來得到，這樣，系統的閉環頻率響應為(8.20)這時，反饋控制系統等效為一個濾波器，T(jω)也可以用幅頻特性和相頻特性表示。若參考信號的頻譜函數為R(jω)，那么經過反饋控制系統后它的不同頻率分量的幅度和相位都將發生變化。由式(8.20)可以看出，反饋環節的頻率響應H(jω)對反饋控制系統的頻率響應起決定性作用。可以利用改變H(jω)的方法調整整個系統的頻率響應。與閉環頻率特性一樣，用式(8.10)可求得誤差頻率響應為(8.21)它表示誤差信號的頻譜函數與參考信號頻譜函數的關系。對于例8.1，其閉環頻率響應為(8.22)其幅頻特性為(8.23)頻率曲線如圖8.8所示。可見，當反饋放大器在階躍信號作用下，它的輸出信號在系統穩定后是；當參考信號頻率很高時，輸出信號在系統穩定后將比參考信號在幅度上增加A倍。這個結果是明顯的，因為對于直流信號來說，這個電路是全部負反饋，其增益為；而當ω→∞時，這個電路沒有反饋，其增益為A。這樣的頻率響應特性是由其反饋環節RC電路決定的。RC電路的頻率特性為(8.24)如圖8.9所示，調整H(jω)的特性，就可以得到所需的整個電路的頻率特性。它的誤差頻率特性與閉環頻率特性形狀相同，只差一個系數A。圖8.8反饋放大器的閉環頻率特性圖8.9例8.1.1反饋電路的頻率特性

4)反饋控制系統的穩定性反饋控制系統的穩定性是必須考慮的重要問題之一。其含義是：在外來擾動的作用下，環路脫離原來的穩定狀態，經瞬變過程后能回到原來的穩定狀態，則系統是穩定的；反之則是不穩定的。如果反饋回路是非線性的，它的穩定與否不僅取決于環路本身的結構參數，還與外來擾動的強弱有關。但是，當擾動強度較小時，則可以作為線性化環路的穩定性問題來處理。事實上，線性化環路滿足穩定工作條件是實際環路穩定工作的前提。若一個線性電路的傳遞函數T(s)的全部極點(亦即特征方程的根)位于復平面的左半平面內，則它的瞬態響應將是按指數規律衰減(不論是振蕩的或是非振蕩的)。這時，環路振蕩是穩定的；反之，若其中一個或一個以上極點位于復平面的右半平面或虛軸上，則環路的瞬態響應或為等幅振蕩或為指數增長振蕩。這時環路是不穩定的。因此，由式(8.7)，根據環路的特征方程

1+AcpAcH(s)=0

(8.25)得出全部特征根位于復平面的左半平面內是環路穩定工作的充要條件。對于例8.1，電路穩定條件是式(8.12)的分母多項式根的實部為負值，即要求(8.26)這意味著放大器的增益A應大于零，即輸出信號與參考信號同極性。或者，如果輸出信號與參考信號反極性時，則要求|A|＜1，這個結果與利用放大器電路知識發現的結果是一致的。當A＞0時，該電路是負反饋放大器當然是穩定的；當A＜0時，該電路是正反饋，所以只有|A|＜1才是穩定的。以上方法對二階以下系統是適用的。若環路為高階，要解出全部特征根往往是比較困難的。因此，有根軌跡法、勞斯-霍爾維茨判據、奈奎斯特判據等比較簡便的穩定性判定方法。這些方法中還包含極坐標圖(又稱幅相特性圖)、伯德圖、對數幅相圖(又稱尼柯爾斯圖)三種，這已超出本書范圍，讀者可參閱自動控制原理。

5)反饋控制系統的控制范圍前面的分析都是假定比較器和控制設備及反饋環節具有線性特性。實際上，這個假定只能在一定的范圍內成立。因為任何一個實際部件都不可能具有無窮寬的線性范圍，而當系統的部件進入非線性區后，系統自動調整功能可能被破壞。因此，任何一個實際的反饋控制系統都有一個能夠正常工作的范圍。如當r在一定范圍內變動時，系統能夠保持誤差信號e足夠小，而當r變化超過了這個范圍時，誤差信號e明顯增大，系統失去了自動控制的作用，人們稱這個范圍為反饋控制系統的控制范圍。由于不同的系統，其組成部件的非線性特性是不同的，而一個系統的控制范圍主要取決于這些部件的非線性特性，所以控制范圍隨具體的控制系統的不同而不同。在對反饋控制系統的分析中，主要是討論參考信號與輸出信號的關系，因此，輸出信號究竟是可控特性設備本身產生的，還是由于輸入信號激勵控制設備而得到的響應，是無關緊要的。8.3自動增益控制(AGC)電路

8.3.1自動增益控制的基本原理

自動增益控制是使放大電路的增益自動地隨信號強度而調整的自動控制方法。實現這種功能的電路簡稱AGC環。AGC環是閉環電子電路，是一個負反饋系統，它可以分成增益受控放大電路和控制電壓形成電路兩部分。增益受控放大電路位于正向放大通路，其增益隨控制電壓而改變。AGC電路廣泛用于各種接收機、錄音機和測量儀器中，它常被用來使系統的輸出電平保持在一定范圍內，因而也稱自動電平控制；用于話音放大器或收音機時，稱為自動音量控制。

AGC有兩種控制方式：一種是利用增加AGC電壓的方式來減小增益的方式，叫正向AGC；另一種是利用減小AGC電壓的方式來減小增益的方式，叫反向AGC。正向AGC控制能力強，所需控制功率大被控放大級工作點變動范圍大，放大器兩端阻抗變化也大；反向AGC所需控制功率小，控制范圍也小。

AGC電路的組成如圖8.10所示，它包含有電平檢測電路、濾波器、比較器、控制信號產生器和可控增益電路。圖8.10AGC電路組成

1.電平檢測電路

電平檢測電路的功能就是檢測出輸出信號的電平值。它的輸入信號就是AGC電路的輸出信號，既可能是調幅波或調頻波，也可能是聲音或圖像信號。這些信號的幅度也是隨時間變化的，但變化頻率較高，至少在幾十赫茲以上。而其輸出則是一個僅僅反映其輸入電平的信號，如果其輸入信號的電平不變，那么電平檢測電路的輸出信號就是一個脈動電流。一般情況下，電平信號的變化頻率較低，如幾赫茲左右。通常電平檢測電路是由檢波器擔任，其輸出與輸入信號電平成線性關系，即

ui=Kduo

(8.27)其復頻域表示式為

Ui(s)=KdUo(s)

(8.28)圖8.11RC積分電路

2.濾波器

對于以不同頻率變化的電平信號，濾波器將有不同的傳輸特性。因此可以控制AGC電路的響應時間。也就是決定當輸入電平以不同頻率變化時輸出電平將怎樣變化。常用的是單節RC積分電路如圖8.11所示，其傳輸特性為(8.29)

3.比較器

將給定的基準電平ur與濾波器輸出的uf進行比較，輸出誤差信號為ue。通常，ue與ur－uf成正比，所以比較器特性的復頻域表示式為

Ue(s)=Acp［Ur(s)－Uf(s)］(8.30)其中，Acp為比例常數。

4.控制信號產生器控制信號產生器的功能是將誤差信號變換為適于可變增益電路需要的控制信號。這種變換通常是幅度的放大或極性的變換。有的還設置一個初始值，以保證輸入信號小于某一電平時，保持放電器的增益最大。因此，它的特性的復頻域表示式為

Up(s)=ApUe(s)

(8.31)式中，Ap為比例系數。

5.可控增益電路

可控增益電路在控制電壓作用下改變增益。要求這個電路在增益變化時，不使信號產生線性或非線性失真。同時要求它的增益變化范圍大，它將直接影響AGC系統的增益控制倍數ng。所以，可控增益電路的性能對整個AGC系統的技術指標的影響是很大的。可控增益電路的增益與控制電壓的關系一般是非線性的。通常最關心的是AGC系統的穩定情況。為簡化分析，假定它的特性是線性的，即

G=Agup

(8.32)其復頻域表示式為

G(s)=AgUp(s)

(8.33)

Uo(s)=G(s)Ui(s)=AgUi(s)=KgUp(s)

(8.34)式中，Kg=AgUi，表示Uo與Up關系中的斜率，如圖8.12所示。以上說明了AGC電路的組成及各部件的功能。但是，在實際AGC電路中并不一定都包含這些部分。例如，簡單的AGC電路中就沒有比較器和控制信號產生器，但工作原理與復雜電路并沒有本質的區別。圖8.12Uo～Up曲線從圖8.10可以看出，它是一個反饋控制系統。當輸入信號ui(t)的電平變化或其他原因，使輸出信號uo(t)的電平發生了相應的變化時，電平檢測電路將檢測出的這個新的電平信息，并輸出與之成比例的電平信號，經過濾波器送至比較器。比較電路將比較器的輸出電平的變化并產生相應的誤差信號。經控制信號產生器進行適當的變換后，控制可控增益電路調整輸出信號的電平值。只要設計合理，這個系統就可以減小由于各種原因引起的輸出電平的變化，從而使這個系統的輸出信號基本保持不變。圖8.13具有AGC電路的接收機方框圖接收機為了保證輸出基本不變，必須采用AGC電路。圖8.13是具有AGC作用的接收機方框圖，它的工作過程大致如下：由天線接收到的輸入信號us經過放大、變頻，得到中頻輸出信號，再放大，然后把這個輸出電壓經檢波和平滑，產生控制電壓up，反饋到中頻、高頻放大器，對它們的增益進行控制。圖8.13所示的AGC電路比較簡單，常用于一般的廣播收音機。對于電視機、雷達接收機或質量較高的通信接收機來說，由于情況的不同，AGC電路的組成有差異。圖8.14是電視接收機AGC電路的框圖。它的工作原理和圖8.13基本相同，只是電路比較復雜。除了AGC檢波器之外，還可以加上若干級視頻放大器或直流放大器，以及用于選出某一特定信號的選通電路，如圖中虛線部分所示，這一部分統稱為AGC電路。圖8.14延遲-選通AGC電路上面介紹的兩種典型的AGC系統的作用主要有兩點：第一，產生一個隨輸入電平而變化的直流控制電壓up；第二，利用AGC電壓去控制高放和中放的增益，使接收機的總增益按照一定的規律變化。8.3.2自動增益控制電路

可控增益電路是在控制信號作用下改變增益，從而改變輸出信號的電平，達到穩定輸出電平的目的。這部分電路通常是與整個系統共用的，并不單獨屬于AGC系統。例如，接收機的高、中頻放大器既是接收機的信號通道，又是AGC系統的可控增益電路。要求可控增益電路只改變增益而不致使信號失真。如果單級增益變化范圍不能滿足要求，還可采用多級控制的方法。

1.放大器的自動增益控制

因正向傳輸導納|yfe|與晶體管的工作點有關，所以改變集電極電流Ic(或發射極電流Ie)就可以使|yfe|隨之改變，從而達到控制放電器增益的目的。圖8.15是晶體管的|yfe|-Ic特性曲線，如果將放電器的靜止工作點選在|ICQ|，由圖可見，當Ic<|ICQ|時，|yfe|隨著Ic的減小而下降，稱反向AGC；當Ic>|ICQ|時，|yfe|隨著Ic的增加而下降，稱正向AGC。前者要求隨著輸入信號的增強，放電器的工作點電流也增大；后者則相反。國產專供增益控制用的晶體管有3DG56、3DG79、3DG91等，它們都是做正向AGC使用。這些管子的|yfe|-Ic曲線右邊的下降部分斜率大、線性好，且在Ic較大的范圍內，晶體管的集電極損耗仍不超過允許值。圖8.15晶體管的|yfe|-Ic曲線圖8.16是兩種常用的增益控制電路。圖8.16(a)中，控制電壓up加在晶體管的發射極。當up增加時，晶體管的偏置電壓ube減小，集電極電路Ic隨之減小，|yfe|減小，放大器增益降低。相反，當控制電壓up減小時，晶體管的偏置電壓ube增大，集電極電路Ic隨之增大，|yfe|增大，放大器增益變大。圖8.16(b)是控制電壓加在晶體管基極的增益控制電路。它的工作原理與圖8.16(a)基本相同，不過控制電壓應該是負極性，即加在基極控制電壓是-up。這種電路的實質是利用up的變化對晶體管的基極電流進行控制Ib進行控制，因而所需的控制電流較小。對AGC檢波電路的要求較低。廣播收音機的自動增益控制大多采用這種電路。圖8.16改變Ic的自動增益電路利用晶體管的正向傳輸導納|yfe|與集電極電壓uce有關，改變uce同樣可以實現增益控制，其電路如圖8.17所示，它和一般放大器的主要區別是在集電極回路中串接一個阻值較大的電阻Rs(一般是幾千歐)。當輸入電壓ui增大時，控制電壓up增加，電流Ic隨之增加，由于Rs的作用，集電極電壓uce減小，因而放大器的增益降低。這種控制方式的特點是：ui增加，Ic也增加，所以它被稱為正向增益控制。其優點是放大器的線性較好。但是uce變化時，晶體管輸出電容也跟著變化，對回路的調諧有較大影響，因而實際上這種電路應用較少。圖8.17改變UCC實現增益控制電路放電器的增益與負載YL有關，調節YL也可以實現放電器的增益控制。圖8.18是廣播接收機中常采用變阻二極管作為回路負載來實現增益控制的中放電路。這種電路是在反向控制的基礎上，加上由變阻二極管VD1(習慣上叫做阻尼二極管)和電阻R1、R2、R3組成的網絡，借以改變回路L1C1的負載。控制電壓up在V2的基極注入，當外來信號較小時up較小，V2的集電極電流UC2較大，R3上的壓降大于R2上的壓降，這時B點的電位高于A點的電位，阻尼二極管VD1處于反向偏置，它的動態電導很小，對回路沒有什么影響；當輸入信號增大時，up增加，IC2減小，B點電位降低，二極管偏置逐漸變正，動態電導變大，因而放電器的增益減小。輸入信號越強，則VD1的電導越大，回路L1C1的有效Q值大大減小，V1組成的放電器增益將顯著減低。廣播收音機采用這種電路，可以有效地防止因外來信號太強而出現的過載現象。圖8.18采用阻尼二極管的AGC電路

2.電控衰減器

在中頻放大器各級之間插入由二極管和電阻網絡構成的電控衰減器來控制增益，是增益控制的一種較好的方法。簡單的二極管電控衰減器如圖8.19所示。電阻R和二極管VD的動態電阻Rd構成一個分壓器。當控制電壓up變化時，Rd也隨之變化，從而改變分壓器的分壓比。這種電路增益控制范圍較小，又因受控放電器和控制電路之間只用扼流圈LZ進行隔離，所以隔離度較差。圖8.19二極管電控衰減器圖8.20是一種改進電路。控制電壓up通過三極管V來控制VD1、VD2、VD3和VD4的動態電阻。當輸入信號較弱時，控制電壓up的值較小，晶體管V的電流較大，流過VD1～VD4的電流也較大，其動態電阻Rd小，因而信號ui從四只二極管通過時的衰減很小。當輸入信號增大時，up的值增大，V和VD1～VD4的電流減小，Rd增大，使信號ui受到較大的衰減。由于晶體三極管的放大作用提高了增益控制的靈敏度，同時控制電路和受控電路之間有較好的隔離度，即ui和up兩個電路之間的相互影響減小。在該電路中，四只二極管分成對稱的兩組，目的是使它們對被控制的高頻信號正負半周的衰減相同。用二極管做可控衰減器時應注意級間電容的影響。級間電容越大的衰減器的頻率特性越差，在放大寬帶信號時這個問題尤其應該注意。圖8.20串聯式二極管衰減器

3.利用PIN管組成的增益控制器

近年來，廣泛采用分布電容很小的PIN管作為增益控制器件。圖8.21是這種管子的結構示意圖。它的作用和一般PN結的作用相同，但結構有所差別，管子兩端分別是重摻雜的P型和N型半導體，形成兩個電極，中間插入一層本征半導體I，故稱之為PIN二極管。圖8.21PIN管結構示意圖本征半導體I層的電阻率很高，所以PIN管在零偏置時的電阻較大，一般可達7～10kΩ。在正偏置時，由P層和N層分別向I層注入空穴和電子，它們在I層不斷復合，而兩個結層處則繼續注入、補充，在滿足電中性的條件下達到動態平衡。因此，I層中存在著一定數量并按照一定規律分布的等離子體，這使原來電阻率很高的I層變成低阻區。正向偏置越大，注入I層的載流子也越多，I層的電阻也就越小。由上述過程看出，加在PIN管上的正向偏置可以改變它的電導率，這種現象通常叫做電導調制效應。

PIN管的電阻與正向電流I的關系，可用下面的經驗公式來計算(8.35)式中，I是管子的正向電流，單位為mA；k是一個比例系數，它和I層電阻率及結面積有關，一般在20～50之間。典型情況下，當偏流在零至幾毫安變化時，PIN管的電阻變化范圍約為10Ω～10kΩ。

PIN用管作電調可控電阻有許多優點。首先是它的結電容比普通二極管小得多，通常是10-1pF的數量級。降低結電容，不僅可大大提高工作頻率，也使得頻率特性有所提高。其次，PIN管的等效阻抗可以看做是兩個結區的阻抗和I層電阻三者串聯。只要前兩者的數值小于I層電阻，那么PIN管的作用基本上就是一個與頻率無關的電阻，其阻值只取決于正向偏置電流。圖8.22是用PIN管作為增益控制器件的典型電路。圖中V1是共發射極電路，它直接耦合到下一級的基極；V2是射極跟隨器，放大后的信號由發射極輸出，同時有一部分由反饋電阻Rf反饋到V1的基極，反饋深度可通過Rf來調整。因為反饋電壓與輸入電壓并聯，所以是電壓并聯負反饋。它可以加寬頻帶，增加工作穩定性，減小失真。這種放電器稱為負反饋對管放電器。VD1、VD2和R1等則構成一個電控衰減器。當up較大時，VD1、VD2的電阻很小，被放大的高頻信號幾乎不被衰減；當up減小時，VD1、VD2電阻增加，衰減增大。在這個電路中，PIN管的電流變化范圍約為20～200μA，增益變化為15dB。由于放電器是射極輸出，內阻很小，PIN管的極間電容也很小，因此衰減器有良好的頻率特性。圖8.22用PIN管作為電控衰減器的放大電路

4.線性集成電路中的AGC控制

1)改變電路分配比圖8.23是線性集成電路中常用的差分電路。輸入電壓ui加在晶體管V3的基極上，放大后的信號uo由V2集電極輸出，增益控制電壓up加在V1和V2的基極。當V3基極加入電壓ui時，其集電極產生相應的交變電流I3，而I3=I1+I2，I1和I2分配的大小取決于控制電壓，若up足夠大，使得V2截止，I3全部通過V1，I1=0，放大器沒有輸出，增益等于零；若up減小，V2導通，I3中的一部分通過V2，產生輸出電壓Ic2Rc，這時放大器具有一定的增益，并隨up的變化而變化。圖8.23改變電流分配比的增益控制電路因I3≈gm3Vi，而，由式，得(8.36)

這種電路的最小增益Au(min)=0，最大增益Au(max)=gm3Rc。利用電流分配法來控制放大器增益的優點是：放大器的增益受控時只是改變了V1和V2的電流分配，對V3沒有影響；它的輸入阻抗保持不變，因而放電器的頻率特性、中心頻率和頻譜寬度都不受影響；此外，V3和V2實質上是一個供發射極的放大電路，V2的輸入阻抗是V3的負載；由于V2是共基組態，其輸入阻抗低，內部反饋小，工作穩定性高。

2)改變差分放大器的工作電流對已平衡輸入的差分放大器，改變它的工作電流也可以實現增益控制。圖8.24是平衡輸入、單端輸出的差分放大電路。設V3的工作電流為I3，V2的負載電阻為Rc，則單端輸出時的電壓放大倍數是顯然，改變I3可改變Au。電流I3大小可由加在V3基極的控制電壓up來調節。這種電路控制方法簡便，是線性集成電路中廣泛采用的電路之一。圖8.24改變恒流源的增益控制電路

3)改變差分放大器的負反饋圖8.25是具有負反饋的差分放大電路，負反饋的強弱由電阻r來調節。當r=0時，V1和V2的發射極電路彼此獨立，由于輸入信號ui所引起的交變信號電流i1和i2分別流過電阻Re1和Re2產生電流負反饋，使放大器的增益降低。當r=∞時，V1和V2的發射極直接相連，Re1和Re2并聯成為一個公共的射極電阻Re。在放大器左右兩臂完全對稱的條件下，交變信號電流i1和i2的大小相等、相位相反。它們流過電阻Re時，相互抵消，因而Re中的電流沒有交變的信號分量，放大器沒有負反饋，這時放大器的增益最大。根據上面的分析可知，調節電阻r就可以改變負反饋的深度，達到控制增益的目的。此外由于有負反饋，這種電路還具有線性好、輸入信號動態范圍較大等優點。如圖8.26所示,可變電阻r通常用兩只正向工作的二極管實現，改變二極管的工作電流即改變r的大小。當控制電壓up較大，使VD1、VD2截止時，放大器的負反饋最強，增益最小；當up增加時，VD1和VD2的阻抗減小，負反饋減弱，增益升高。這種電路的增益控制范圍約為30dB。除了本節介紹的幾種線性集成電路的增益控制方法外，以前所講的一些方法原則上也可以應用，不過本節所述方法性能更為優越，電路雖然比較復雜，但對集成電路來說，多做幾個元器件并沒有什么困難。圖8.25改變負反饋的增益控制電路圖8.26改變負反饋增益控制的實際電路

5.AGC控制電壓的產生——電平檢測電路

AGC控制電壓是由電平檢測電路形成的，電平檢測電路的功能是從系統輸出信號中取出電平信息。通常要求其輸出應與信號電平成比例。按照控制電壓產生的方法不同，電壓檢測電路有平均值型、峰值型和選通型三種。

1)平均值型AGC電路平均值型AGC電路適用于被控信號中含有一個不隨有用信號變化的平均值的情況，如調幅廣播信號，其平均值是未調載波的幅度。調幅接收機的自動增益控制廣泛采用這種電路。圖8.27是一種常用的等效電路，二極管VD和R1、R2、C1、C2構成一個檢波器，中頻輸出信號uo經檢波后，除了得到音頻信號外，還有一個平均分量(直流)up，它的大小和中頻載波電平成正比，與信號的調制幅度無關，這個電壓就可以用做AGC控制電壓。Rp、Cp組成的一個低通濾波器，把檢波后的音頻分量濾掉，使控制電平up不受音頻信號的影響。圖8.27平均值型AGC檢波電路正確選擇低通濾波器的時間常數是設計AGC電路的重要任務之一。通常在音頻調幅信號時，時間常數τp=CpRp約為0.02～0.2s；接收等幅電報時，約為0.1～1s。數值太大或太小都不適合。若τp太大，則控制電壓up會跟不外來信號電平的變化(例如由于衰落而產生的值)，接收機的增益將不能得到及時調整，失去應有的自動增益控制作用；反之，如果τp太小,則將隨外來信號的包絡(即檢波后的音頻信號)而變化，如圖8.28(b)所示。在調幅度的頂點(t1的瞬間)，控制電壓up增大，接收機增益減小，在調幅度的谷點(t2的瞬間)，up值減小，接收機增益升高。這樣放電器將產生額外的反饋作用，使調幅信號受到反調制，從而降低了檢波器輸出音頻信號電壓的振幅。低通濾波器的時間常數越小，調制信號的頻率越低，反調制作用越厲害。其結果將使檢波后音頻信號的低頻分量相當減弱，產生頻率失真。圖8.28RpCp的選擇根據上面的分析，為了減小反調制作用所產生的失真，時間常數τp=CpRp應根據調制信號的最低頻率FL來選擇。其數值可以用下式來計算：(8.37)設調制信號的最低頻率FL=50Hz，濾波電路的電阻Rp=4.7kΩ，則在調幅收音機中Cp通常是10～30μF。在高質量接收機中，為了適應工作方式(接收電話和電報等)的改變和接收條件的變化(例如衰落的變化)，時間常數τ的數值是可以改變的。使用時根據不同的情況選用不同的RpCp，可以得到較好的結果。

2)峰值型AGC電路電視信號的電平與圖像內容有著密切的關系，暗畫面的電平高，亮畫面的電平低(見圖8.29)。采用平均值型AGC電路時，即使載波幅度保持不變，AGC控制電壓up也將隨圖像內容的變化而變化，畫面暗淡時，up增大，增益降低；畫面明亮時，up減小，增益升高。因此，畫面暗淡時的對比度減小，電視畫面更顯得暗淡；而畫面明亮時的對比度增加，圖像更為明亮，其結果將使將使電視圖像變得很不自然。解決這個問題的一種方法是采用峰值型檢波電路，它適應于被控信號中含有一個不隨有用信號變化的峰值的情況。由于全電視信號行同步脈沖的幅度是不變的，與圖像信號內容無關，且就是該信號的峰值，故對全電視信號進行峰值檢波就能得到與信號電平成比例的電平信號。圖8.29電視接收機的AGC電壓峰值AGC檢波電路不能和圖像信號的檢波共用一個檢波器，必須另外設置一個峰值檢波器。圖8.30就是這種檢波器的電路。當輸入信號為負值時，二極管VD導通，電容C1被充電。通常二極管的內阻rd為幾百歐，若C1=200pF，充電電路時間常數τ=rdC1。它比行同步脈沖寬度(5μs)要小得多，所以，在行同步脈沖期間能夠給電容C1沖到峰值電平。在同步脈沖終結后緊接著到來的是圖像信號，它的電平比行同步脈沖低，所以二極管VD截止，電容C1通過電阻R1放電。電阻R1通常很大，若R1=1MΩ，則放電時間常數為200μs，而兩個行同步脈沖之間的時間間隔只有64μs。因此，在下一個行同步脈沖到來時，C1的電壓不會全放光，大體上只放掉原有充電電壓的20%～30%,下一個行同步脈沖到來時C1又被充電。這樣反復的充、放電，在C1、R1兩端就得到了一個近似鋸齒波的電壓，其數值反映了同步脈沖的峰值，而與圖像信號的電平幾乎無關。鋸齒形電壓經RpCp低通濾波器平滑后，即給出所需的控制電壓。峰值型AGC電路具有一些優點，它比平均值型AGC電路的輸出電壓要大得多，它具有較好的抗干擾能力，幅度小于同步信號的干擾，對于AGC電路的工作沒有影響。但是如果干擾幅度大于同步信號，而且混入的時間較長，那么，它對AGC電流就會產生危害。因此，這種電路的抗干擾性能力還不夠理想。圖8.30峰值型AGC電路及其波形

3)選通型AGC電路選通型AGC電路具有更強的抗干擾能力，多用于高質量的電視接收器和某些雷達接收機。它的基本思想是只在反映信號電平的時間范圍內對信號取樣，然后利用這些取樣值形成反映信號的電平。這樣，出現在取樣時間范圍外的干擾就不會對電平產生影響，從而大大提高了電路的抗干擾能力。使用這種方法的條件，首先是信號本身要周期性出現，在信號出現的時間內信號的幅度能反映信號的電平；其次是要提供與上述信號出現時間相對應的選通信號，這個選通信號可由AGC系統內部產生，也可由外部提供。雷達接收機選通型AGC電路如圖8.31所示。當雷達天線所指向的某空域內同時存在著幾個目標，由于只跟蹤一個目標，雷達操作人員可操縱距離跟蹤系統，即調節選通波門的位置，把預選的目標回波(例如回波2)選出，經檢波，放大送到角跟蹤系統。對AGC電路而言，則是利用選出的回波信號經峰值檢波，平滑濾波后給出AGC控制電壓。對于電視接收機來說，行同步脈沖出現的時間和周期都是確定的，而且其大小反映了信號電平，因此，可利用接收機中已分離的行同步信號作為“選通脈沖”，而無需采用手動的方法。為了得到反映信號電平的信號平均值或峰值，需要一個平滑濾波電路，這是一個積分電路或低通濾波器，利用它才能保證AGC系統對比較慢的電平變化起控制作用，而對有用信號則不響應。顯然，這個系統存在一定的建立時間，對于一些特殊要求的系統，這個問題是應該考慮的。圖8.31選通型AGC方框圖及波形8.3.3AGC性能指標及AGC系統的增益控制特性

1.AGC性能指標接收機的輸出電平取決于輸入信號電平和接收機的增益。由于種種原因，接收機的輸入信號變化范圍往往很大，信號微弱時可以是一微伏或幾十微伏，信號強時可達幾百毫伏。也就是說，最強信號與最弱信號相差可達幾十分貝。這種變化范圍叫做接收機的動態范圍。顯然，在接收弱信號時，希望接收機的增益高，而接收強信號時希望它的增益低。這樣才能使輸出信號保持適當的電平，不至于因為輸入信號太小而無法正常工作，也不至于輸入信號太大而使接收機發生飽和或堵塞，這就是自動增益控制電路所應完成的任務。所以，自動增益控制電路是輸入信號電平變化時，用改變增益的方法維持輸出信號的電平基本不變的一種反饋控制系統。對自動增益控制電路的主要要求是控制范圍要寬，信號失真要小，要有適當的響應時間，同時不影響接收機的噪聲性能。

1)動態范圍當輸入信號電平在一定范圍內變化時，盡管AGC電路能夠大大減小輸出信號電平的變化，但它不能完全消除電平的變化。對于AGC系統來說，一方面希望輸出信號的電平的變化越小越好，另一方面則希望輸入信號的電平變化范圍越大越好。因此，AGC動態范圍是指在給定輸出電平變化范圍內，允許輸入信號電平的變化范圍。由此可見，AGC動態范圍越大就意味著AGC電路的控制范圍越寬，性能越好。例如，收音機的AGC指標為：輸入信號強度變化26dB時，輸出電壓的變化范圍不超過6dB；輸入信號在10μV以下時AGC電路不起作用。若用代表AGC電路輸入信號電平的變化范圍，則這代表AGC電路輸出信號電平允許變化范圍。當給定mo時，mi越大的AGC系統控制范圍越寬。例如，黑白電視接收機輸出電平變化規定為±1.5dB甲級機要求輸入電平變化不小于60dB，而乙級機則要求輸入電平變化不小于40dB，顯然甲級機比乙級機的控制范圍要寬。取稱nG為增益控制倍數，顯然nG越大，控制范圍越寬，即(8.38)式中，Amax=uomin/uimin，表示AGC電路的最大增益;Amin=uomax/uimax，表示AGC電路的最小增益。可見，要想擴大AGC電路的增益控制倍數，也就是要求AGC電路有較大的增益變化范圍。

2)響應時間

AGC電路是通過對可控放大器增益的控制來實現對輸出信號電平變化的限制，而增益變化又取決于輸入信號電平的變化，所以要求AGC電路的反應即要跟得上輸入信號電平的變化速度，又不會出現反調制現象，這就是響應時間特性。適當的響應時間是AGC電路應考慮的主要要求之一。AGC電路是用來對信號電平變化進行控制的。因此，要求AGC電路的動作要跟上電平變化的速度。響應時間短，自然能迅速跟上輸入信號電平的變化，但若響應時間過短，AGC電路將隨著信號的內容而變化，這對有用信號產生反調制作用，導致信號失真。因此，要根據信號的性質和需要，設計適當的響應時間。

2.AGC系統的增益控制特性

AGC的性質可以用增益特性即增益-輸入信號振幅間的關系來表示，按控制特性的不同可分為簡單的AGC、延遲AGC、瞬時AGC等。在這里僅介紹簡單AGC和延遲AGC的特點和性能。圖8.32是最簡單的AGC電路。這是廣播收音機中常用的一種電路。V1是中頻放大器，VD1是檢波二極管。中頻已調信號經檢波后，產生一個和中頻輸出載波幅度成比例的直流電壓，經濾波器RpCp平滑后，送到V1(或前面各級放大器)的基極，對放大器施加增益控制。圖8.32簡單AGC控制電路當未加上AGC時，在放大器的正常工作范圍內(線性區域內)，放大器增益基本上是固定值，與輸入信號ui的大小無關，因而A-ui特性是一條與ui軸平行的直線，相應的uo-ui也是一條直線。加上AGC后，放大器增益A隨ui的增加而減小，因而輸出電壓uo和輸入電壓ui不再是線性關系，振幅特性uo-ui不再是一條直線，而是向下彎曲的曲線，這一曲線大體上可以分為兩部分：當ui較小時，控制電壓up也較小，這時增益A略有減小，但變化不大，因此振幅特性曲線大體上仍是一條直線，即uo隨ui的增加而增加；當ui足夠大時，up的控制作用較強，增益A顯著減小，這時uo基本不變，振幅特性變為大體上與橫軸平行的直線，通常把uo基本保持不變的這一部分叫做AGC的可控范圍。可控范圍越大，AGC的特性越好。上述AGC系統的優點是電路簡單，產生控制電壓up的檢波器和有用信號的檢波器可以共用一個二極管。它的缺點是可控范圍窄，而且不論輸入電平高低，AGC都起作用，當ui較小時，放大器的增益仍受到控制有所減小，使接收機靈敏度有所降低，這對于接收微弱信號是很不利的。圖8.33是一種常用的最簡單的延遲AGC電路。這里有兩個檢波器，一個信號檢波器S，另一個是AGC檢波器W，它們的主要區別在于后者的檢波二極管VD2上加有負偏置電壓(延遲電壓)Ud。這樣只有當電壓uo的幅度大于Ud時，VD2才開始檢波，產生控制電壓up。圖8.33延遲AGC電路圖8.33的電路過于簡單，檢波器的檢波效率恒小于1，輸出的控制電壓up不夠大，所以增益控制能力低。質量要求高的AGC電路往往在AGC檢波器前面或后面加上放大器。這樣，即使容許的輸出電壓變化Δuo較小，仍可以使控制電壓up足夠大的變化，從而提高增益的控制的能力。圖8.34是復雜的延遲式AGC電路的控制特性。它的特點是對接收機的中放和高放分段進行延遲控制，因而具有較寬的控制范圍和工作特性。在具有高頻放大的接收機中，高放應該有足夠大的增益，才能有效地減少變頻和中放噪聲作用，提高接收機的靈敏度。因此，對高頻放大器，最好不加自動增益控制，但是如果接收信號動態范圍大，接收機輸出電平很難保持不變。當信號很強時，中放還可能發生飽和，使接收機無法正常工作。采用分段控制方法對高放和中放分別進行增益控制，可以解決這個矛盾。具體地說，AGC電路設置兩個延遲電壓，當ui大于ui1但小于ui2時，只控制中放增益；當ui超過ui2時，再控制高放增益。圖8.34復雜的延遲式AGC控制特性最后討論增益受控級的位置。增益受控級的位置是否適當，對接收機性能有較大的影響，在確定受控級位置時，應注意下列一些問題：第一，必須保證接收機各級都不過載。這就要求受控級盡量靠前，因為前面各級放大器的輸入和輸出信號都比較小，晶體管直流工作點受到控制而變動時，不容易出現飽和現象。中放末級的信號較大，工作點變化容易產生過載，所以中放末級一般都不加自動增益控制。第二，不能引入過大的線性失真，這也是要求受控級盡量靠前。第三，不能使接收機的噪聲系數變壞。由于接收機噪聲系數主要取決于前幾級，在有高放的接收機中，噪聲系數主要取決于高放的第一、第二級；在沒有高放的接收機中，中放的第一級與噪聲系數有密切的關系。通常高放和中放第一級的工作狀態是按照最小噪聲系數來設計的。對放大器的增益進行控制時，必然要使放大管的工作狀態隨之改變，其結果將使該機的噪聲性能變壞，而且它們的增益降低時，后面的各級噪聲系數的影響增加。從這方面看，增益受控級應該靠后。根據上面的分析可知，選擇受控級的原則是：在保證接收機噪聲系數滿足規定指標的前提下，受控級應盡量靠前。現舉例說明，如果高放級數大于1，則可以從第二級開始受控；對于沒有高放的接收機，因為混頻器的增益小于1，第一級中放的噪聲系數和增益對整機的性能影響很大，故受控級最好在中放的第二、第三和其后各級。至于中放末級一般不加增益控制。8.4自動頻率控制(AFC)電路

頻率源是通信和電子系統的心臟，頻率源性能的好壞直接影響到系統的性能。頻率源的頻率因經常受到各種因素的影響發生變化，從而偏離了標稱的數值。前面我們討論了引起頻率不穩定的各種因素及穩定頻率的各種措施，本節我們討論另一種穩定頻率的方法——自動頻率控制，用這種方法可以使頻率源的頻率自動鎖定到近似等于預期的標準頻率上。

AFC電路也是一種反饋控制電路。它與AGC電路的區別在于控制對象不同，AGC電路的控制對象是電平信號，而AFC電路的控制對象則是信號的頻率。如在超外差接收機中利用AFC電路的調節作用可自動控制本振頻率，使其與外來信號頻率之差維持在近乎中頻的數值。在調頻發射機中,如果振蕩頻率漂移，用AGC電路可適當減少頻率的變化，提高頻率的穩定度。在調頻接收機中，用AFC電路的跟蹤特性構成調制解調器，即所謂調制負反饋解調器，可改善調頻解調的門限效應。8.4.1自動頻率控制的基本原理

AFC電路的框圖如圖8.35所示，其基本工作過程如8.2節所述。需要注意的是，在反饋環路中傳遞的是頻率信息，誤差信號正比于參考頻率與輸出頻率之差，控制對象是輸出頻率。不同于AGC電路在環路中產生的電平信息，誤差信號正比于參考電平與反饋電平之差，控制對象是輸出電平，因此研究AFC電路應著眼于頻率。下面分析環路中個部件的功能。圖8.35AFC電路方框圖

1.頻率比較器

加到頻率比較器的信號，一個是參考信號，一個是反饋信號，它的輸出電壓ue與這兩個信號的頻率差有關，而與這兩個信號的幅度無關，稱ue為誤差信號，即

ue=Acp(ωr－ωo)

(8.39)式中，Acp在一定的頻率范圍內為常數，實際上是鑒頻跨導。因此，凡是能檢測出兩個信號的頻率差并將其轉換成電壓(或電流)的電路都可構成頻率比較器。常用的電路有兩種形式:一是鑒頻器，二是混頻—鑒頻器。前者無需外加參考信號，鑒頻器的中心頻率就起參考信號的作用，常用于將輸出頻率穩定在某一固定值的情況。后者則用于參考頻率不變的情況，其框圖如圖8.36(a)所示。鑒頻器的中心頻率為ω1，當ωr與ωo之差等于ω1時輸出為零，否則就有誤差信號輸出，其鑒頻特性如圖8.36(b)所示。圖8.36混頻-鑒頻型頻率比較器框圖及其特性

2.可控頻率電路

可控頻率電路是在控制信號uc的作用下，用以改變輸出信號頻率的裝置。顯然，它是一個電壓控制的振蕩器，其典型特性如圖8.37所示。一般這個特性也是非線性的，但在一定的范圍內，如CD段可近似表示為線性關系

ωy=Acuc+ωo0

(8.40)式中，Ac為常數，實際是壓控靈敏度。這一特性稱為控制特性。圖8.37可控頻率電路的控制特性

3.濾波器

這里的濾波器也是一個低通濾波器。根據頻率比較器的原理，誤差信號ue的大小與極性反映了ωr－ωo=Δω的大小與極性，而ue的頻率則反映了頻率差Δω隨時間變化的快慢。因此，濾波器的作用是限制反饋環路中流通的頻率差的變化頻率，只允許頻率差較慢的變化信號通過實施反饋控制，而濾除頻率差較快的變化信號使之不產生反饋控制作用。在圖8.25中，濾波器的傳遞函數為(8.41)當濾波器為單節RC積分電路時，(8.42)當誤差信號ue是慢變化的電壓時，這個濾波器的傳遞函數可以認為是1。另外，頻率比較器和可控頻率電路都是慣性器件，即誤差信號的輸出相對于頻率信號的輸入有一定的延時，頻率的改變相對于誤差信號的加入也有一定的延時。這種延時的作用一并考慮在低通濾波器之中。在了解各部件功能的基礎上，就可分析AFC電路的基本特性了。可以用解析法，也可以用圖解法，這里我們用圖解法進行分析。因為我們感興趣的是穩態情況，不討論反饋控制過程，所以，可認為濾波器的傳遞函數為1，這樣,AFC的方框圖如圖8.38(a)所示，那么

uc=ue

ωr0=ωy0

Δω=ωr0－ωy圖8.38簡化的AFC電路框圖及其部件特性將圖8.38(b)所示的鑒頻特性及圖8.37所示的控制特性換成Δω的坐標，分別如圖8.38(b)、(c)所示。在AFC電路處于平衡狀態時，應是這兩個部件特性方程的聯立解。圖解法則是將這兩個特性曲線畫在同一坐標軸上，找出兩條曲線的交點，即為平衡點，如圖8.39所示。和所有的反饋控制系統一樣，系統穩定后所具有的狀態與系統的初始狀態有關。AFC電路對應于不同的初始頻差Δω，將有不同的剩余頻差Δωe。當初始頻差Δω一定時，鑒頻特性越陡(即θ角越趨近于90°)，或控制特性越平(即ψ角越趨近于90°)，則平衡點M越趨近于坐標原點，剩余頻差就越小。圖8.39AFC電路的工作原理①設初始頻差Δω=0，即ω0=ωo0=ωr0，開始可控頻率電路的輸出頻率就是標準頻率，控制特性如圖8.39中①線所示，它與鑒頻特性的交點就在坐標原點。初始頻差為零，剩余頻差也為零。②初始頻差Δω=Δω1，如“控制特性②”線所示，它代表可控頻率電路未加控制電壓，振蕩角頻率偏離時的控制特性。它的鑒頻特性的交點Mo就是穩定平衡點，對應的就是剩余頻差，因為在這個平衡點上，頻率比較器由Δωe產生的控制電壓恰好使可控頻率電路在這個控制電壓作用下的振蕩角頻率誤差由Δω1減小到Δωe，顯然Δωe<Δω1。鑒頻特性越陡，控制特性越平，Δωe就越小。③初始角頻率由小增大時，控制電壓相應地向右平移，平衡點所對應的剩余角頻差也相應地由小增大。當初始角頻差為Δω2時，鑒頻特性與控制特性出現3個交點，分別用M、P、N表示。其中M和N點是穩定點，而P點則是不穩定點。問題是在兩個穩定平衡點中應穩定在哪個平衡點上。如果環路原先是鎖定的，若工作在M點上，由于外因的影響使起始角頻差增大到Δω2，在增大過程中環路來得及調整，則環路就穩定在M點上；如果環路原先是失鎖的，那么必先進入N點，并在N點穩定下來，而不再轉移到M點。在N點上，剩余角頻差接近于起始角頻差，此時環路已失去了自動調節作用，因此N點對AFC電路已無實際意義。④若環路原先是鎖定的，當Δω由小增大到Δω=ΔωH

時，控制特性與鑒頻特性的外部相切于MH點，Δω再繼續增大，就不會有交點了，這表明ΔωH是環路能夠維持鎖定的最大初始頻差。通常將2ΔωH稱為環路的同步帶或跟蹤帶，而將跟得上Δω變化的過程稱為跟蹤過程。⑤若環路原先是失鎖的，如果初始頻差由大向小變化，當Δω=ΔωH時，環路首先穩定在NH點，而不會轉移到MH點，這時環路相當于失鎖。只有當初始頻差繼續減小到ΔωP時，控制特性與鑒頻特性相切于NP，相交于MP點，環路由NP點轉移到MP點穩定下來，這就表明ΔωP是從失鎖到穩定的最大初始角頻差，通常將2ΔωP稱為環路的捕捉帶，而將失鎖到鎖定的過程稱為捕捉過程。顯然，