畢業論文大功率直流開關電源設計

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摘要

開關電源具有效率高、體積小、重量輕等顯著特點。目前世界各國都有廣泛的應用，特別是對大容量高頻開關電源的研究和開發已成為當今電力電子學的主要研究領域，并派生了很多新的研究方向。

在分析原理的基礎上，

關鍵詞:DC-DC變換器，開關電源，均流，高頻變壓器，PWM控制

I

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ABSTRACT

Switchingpowerhasmanyremarkablecharacteristicssuchashighefficiency,smallnessandlightness.Countriesallovertheworldhaveextensiveapplicationinswitchingpower,especiallyresearchonlargecapacityhigh-frequencyswitchingpowernowadayshasalreadybecomethemainresearchfieldofpowerelectronicsandmanynewresearchdirectionshasderivedfromit.Themaincontentofthispaperistodevelopakindofhighperformance,largecapacityadjustableswitchingpower.

Thispaperhasanalyzedthetheoryofhighperformance,largecapacityadjustableswitchingpowerindetail,andhasproposedthemaincircuitandcontrolcircuitdesignation.Onthisbasis,thispaperschemedoutthehardwarecircuitandsoftwareandhascarriedonthedebuggingandmodificationofthehardwareandsoftwareoftheswitchingpower.

Onthebasisofanalyzingthetheory,thispaperhasdiscussed3-phaseuncontrolledrectifier,thefull-bridgeconverter,high-frequencytransformer,andfilterofthemaincircuitofthisswitchingpowersystem.Thispaperexplainedthesolutionofthislargecapacitypowersystematthesametime,namelysomepowermodulesaretobeconnectedinparallel.Thispaperalsohasstudiedcurrentsharingcircuitwhilesomepowermoduleswerebeingconnectedinparallel,inthepartofcurrentsharingcircuit,thispaperhasintroducedcurrentsharingcircuitonthebaseofaveragecurrentindetail.Onthevoltageregulationpart,thispaperhasanalyzedPWMcontrolcircuitonthebasisofUC3825indetail.

Directcurrentswitchingpowerstudiedinthispaperhasmanycharacteristicssuchasadjustableoutputvoltage,heavyoutputcurrent,lowvoltagerippleandsoon.Italsohasthefunctionsofchangingoutputvoltagegear,remote-controletc.Theexperimentalresultindicatedthattheswitchingpowerhasreachedthedesigndemand,thusithasprovedtheexactnessofthetheoryanalyses,so,thisswitchingpowerhaswideapplicationfields.

Keywords:DC-DCconverter,switchingpower,currentsharing,high-frequencytransformer,PWMcontrol

II

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目錄

摘要...............................................................IABSTRACT...........................................................II

第1章緒論.........................................................1

1.1開關電源的發展及國外現狀.....................................1

1.2國內開關電源的發展及現狀.....................................2

第2章系統的整體分析和選擇.........................................4

2.1系統整體概述.................................................4

2.2DC-DC變換器的選擇............................................5

2.2.1硬開關式全橋變換器....................................5

2.2.2諧振式全橋變換器......................................6

2.2.3移相式全橋變換器......................................7

2.3控制電路的實現...............................................7

2.4整流濾波回路的選擇...........................................9

2.4.1輸入整流濾波回路......................................9

2.4.2輸出整流濾波回路......................................9

第3章開關電源主電路的設計........................................10

3.1開關電源的設計要求..........................................10

3.2主電路組成框圖..............................................10

3.2.1輸入整流濾波電路.....................................11

3.2.2單相逆變橋...........................................12

3.2.3輸出整流濾波電路.....................................12

3.3輸入整流濾波電路設計........................................12

3.3.1整流橋...............................................12

3.3.2輸入整流電容.........................................13

3.3.3輸入濾波電感.........................................13

3.4逆變電路的設計..............................................14

3.4.1功率轉換電路的選擇...................................14

3.4.2確定電路工作頻率f...................................14

3.4.3高頻變壓器的計算.....................................14

3.4.4選用高壓開關管.......................................18

3.4.5隔直電容Cb的選擇....................................18

3.5輸出整流濾波電路............................................19

III

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3.5.1輸出整流二極管.......................................19

3.5.2輸出濾波電感.........................................19

3.5.3輸出濾波電容.........................................20

第4章控制電路的設計..............................................21

4.1PWM集成控制器的基本原理.....................................21

4.2高速脈寬調制器UC3825........................................22

4.2.1主要特點:............................................22

4.2.2極限參數:............................................22

4.2.3UC3825的調試...............................................27

4.4反饋電路的設計..............................................29

4.5保護電路的設計...............................................31

4.5.1軟啟動電路的設計.....................................31

4.5.2過流過壓保護.........................................32

4.6輔助電源....................................................34

4.7均流電路設計................................................36

4.7.1概述.................................................36

4.7.2開關電源并聯系統常用的均流方法.......................36

第5章鉛酸蓄電池..................................................39

5.1蓄電池充電理論基礎..........................................39

5.2蓄電池的常規充電方法........................................39

5.2.1恒壓充電方式.........................................40

5.2.2恒流充電方式.........................................40

5.2.3恒流--恒壓充電方式...................................40

5.3快速充電技術................................................41

5.3.1脈沖式充電法.........................................41

5.3.2變電流間歇充電法.....................................41

5.3.3變電壓間歇充電法.....................................42

第6章總結與展望..................................................43

致謝..............................................................44

參考文獻...........................................................45

附錄...............................................................46

IV

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第1章緒論

1.1開關電源的發展及國外現狀

開關電源在通信系統中得到了廣泛的應用，并已成為現代通信供電系統的主流，而通信業的迅速發展又極大地推動了開關電源的發展。在通信領域中，通常將高頻整流器稱為一次電源而將直流--直流(DC/DC)變換器稱為二次電源。同時，開關電源也在各種電子信息設備中，如計算機、充電電源等得到了廣泛的應用。

自1957年第一只可控硅(SCR)問世后，可控硅取代了笨重而且效率低下的硒或氧化亞銅整流器件，可控硅整流器就作為通信設備的一次電源使用。在隨后的20年內，由于半導體工藝的進步，可控硅的電壓、電流額定值及其它特性參數得到了不斷提高和改進，滿足了通信設備不斷發展的需要，因此，直到70年代，發達國家還一直將可控硅整流器作為大多數通信設備的一次電源使用。

雖然可控硅整流器工作穩定，能滿足通信設備的要求，但它是相控電源，工作于工頻，有龐大笨重的電源變壓器、電感線圈、濾波電容，噪聲大，效率低，功率因數低，穩壓精度也較低。因此，自1947年肖克萊發明晶體管，并在隨后的幾年內對晶體管的質量和性能不斷完善提高后，人們就著力研究利用晶體管進行高頻變換的方案。1955年美國羅耶(GH·Roger)發明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，是實現高頻轉換電路的開始,1957年美國查賽(JJ·JenSen)又發明了自激式推挽雙變壓器變換器電路。在此基礎上，1964年，美國科學家提出了取消工頻變壓器的串聯開關電源的設想，并在NEC雜志上發表了“脈寬調制應用于電源小型化”等文章，為使電源實現體積和重量的大幅下降提供了一條根本途徑。

隨著大功率硅晶體管的耐壓提高和二極管反向恢復時間的縮短等元器件性能的改善，1969年終于做成了25KHz的開關電源。電源界把開關電源的頻率提高到20KHz以上稱為電源技術的“20KHz革命”。經過幾年的努力，從開關電源的電路拓撲型式到相配套的元器件等研究都取得了相當大的進展。在電路拓撲型式上開發出了單端貯能式反激電路、雙反激電路、單端正激式電路、雙正激電路、推挽電路、半橋電路、全橋電路，以適應不同應用場合、不同功率檔次的需要；在元器件方面，功率晶體管和整流二極管的性能也有了較大的提高。1976年美國硅通用公司第一個做出了型號為SG1524的脈寬調制(PWM,PulseWidthModulation)控制芯片，極大地提高了開關電源的可靠性，并進一步減小了體積。

在隨后的幾年中，大功率晶體管(GTR)和功率場效應管(MOSFET)相繼被研制出來，其電壓、電流額定值大為提高，工作頻率也提高較多，可靠性也顯著增加。到80年代中后期，絕緣柵雙極性晶體管(IGBT)已研制出來并投入了市場，各種通信設備所需的一次電源大多采取PWM集成控制芯片、雙極型晶體管、場效應管、

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絕緣柵雙極晶體管。

隨著微電子學的發展和元器件生產技術的提高，相繼開發出了耐壓高的功率場效應管(VMOS管)和高電壓、大電流的絕緣柵雙極性晶體管(IGBT)，具有軟恢復特性的大功率高頻整流管，各種用途的集成脈寬調制控制器和高性能的鐵氧體磁芯，高頻用的電解電容器，低功耗的聚丙烯電容等。主要元器件技術性能的提高，為高頻開關電源向大功率、高效率、高可靠性方向發展奠定了良好基礎。

隨著通信用開關電源技術的廣泛應用和不斷深入，實際工作中人們對開關電源提出了更高的要求，提出了應用技術的高頻化、硬件結構的模塊化、軟件控制的數字化、產品性能的綠色化、新一代電源的技術含量大大提高，使之更加可靠、穩定、高效、小型、安全。在高頻化方面，為提高開關頻率并克服一般的PWM和準諧振、多諧振變換器的缺點，又開發了相移脈寬調制零電壓開關諧振變換器，這種電路克服了PWM方式硬開關造成的較大的開關損耗的缺點，又實現了恒頻工作，克服了準諧振和多諧振變換器工作頻率變化及電壓、電流幅度大的缺點。采用這種工作原理，大大減小了開關管的損耗，不但提高了效率也提高了工作頻率，減小了體積，更重要的是降低了變換電路對分布參數的敏感性，拓寬了開關器件的安全工作區，在一定程度上降低了對器件的要求，從而顯著提高了開關電源的可靠性。

1.2國內開關電源的發展及現狀

建國初期，我國郵電部門的科研技術人員開發了以國產大功率電動發電機組為主的成套設備作為通信電源。在引進原民主德國FGD系列和前蘇聯BCC51系列自動化硒整流器基礎上，借鑒國外先進技術，與工廠共同研制成功國產XZL系列自動化硒整流器，并在武漢通信電源廠批量生產，開始用硒整流器裝備通信局(站)，替換原有的電動發電機組，這標志著我國國產通信電源設備躍到一個新的水平。

但后來，我國的通信電源發展相當緩慢。1963年開始研制和采用可控硅(SCR)整流器,1965年著手研制逆變器和晶體管直流—直流(DC/DC)變換器，當時與發達國家相比只落后五六年.后由于十年動亂，研制工作一直停滯不前，除了可控硅整流器于1967年在武漢通信電源廠開始形成系列化生產，供通信設備作一次電源使用，并不斷得到改進，性能和質量逐步提高外，其它方面進展十分緩慢。一直到80年代才開始生產20KHzDC/DC變換器，但由于受元器件性能的影響，質量很不穩定，無法作為通信設備的一次電源使用。只是作為通信設備的二次電源使用(二次電源對元器件的耐壓及電流要求較低)。直到上世紀90年代初，我國大多數通信設備所用的一次電源仍然是可控硅整流器。這種電源工作于工頻50Hz，有龐大的工頻變壓器、電感線圈、電解電容等，笨重龐大、效率低、噪聲大、性能指標低，

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不易實現集中監控。

由于通信事業發展的需要，八十年代后期，郵電部加強了通信電源技術發展的各項工作，制訂了“通信基礎電源系統設備系列暫行規定”，“通信局(站)電源系統總技術要求”和電源設備行業標準等文件，多次派代表參加國際電信能源會議，并在八十年代后期才第一批引進了澳大利亞生產的48V/5OA(開關頻率為40KHz)和48V/100A(開關頻率為20KHz)的高頻開關電源，在吸收國外先進技術的基礎上，投入較大的力量，開始研制自己的開關電源。郵電部武漢電源廠、通信儀表廠等廠家開發出了自己的以PWM方式工作的開關電源,并推向電信行業應用，取得了較好的效果.隨后郵電部對電源提出了更新換代和實現監控(包括遠程監控)的要求，眾多廠家都投入力量研制開發，推出了采用PWM技術的高頻開關電源，有些廠家還推出了實現遠程監控的解決方案，短短幾年后，電信部門所用的一次通信電源幾乎都更換成了采用PWM集成控制芯片、大功率晶體管、功率場效應管、絕緣柵雙極晶體管的半橋或全橋電路，其開關頻率為幾十～100KHZ、效率高于90%、功率因數接近1。穩壓精度優于0.5%,模塊化組合的高頻開關電源，電信行業成套電源技術提高到了一個嶄新的水平。

總的說來，開關電源的發展趨勢為:繼續向高頻、高效、高可靠、高密度化、低耗、低噪聲、抗干擾和模塊化發展。

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第2章系統的整體分析和選擇

本章從整體上對開關電源的各種功能模塊進行了介紹，主要闡述了各模塊的結構、功能以及相互之間的關系，其中重點介紹了主變換器和控制電路，對當前開關電源常用的變換器的結構、優缺點、適用范圍等進行了分析，在此基礎上，結合

2.1系統整體概述

按照各部分的功能劃分，從大的方面講，開關電源可分成:機箱(或機殼)、電源主電路、電源控制電路三部分。機箱既可起到固定的作用，也可起到屏蔽的作用。電源的主電路是負責進行功率轉換的部分，通過適當的控制電路可以將市電轉換為所需的直流輸出電壓。而控制電路則根據實際的需要產生主電路所需的控制脈沖和提供各種保護功能。開關電源的結構框圖可如圖2-1所示。

圖2-1開關電源的結構框圖

從圖中可以看出，這幾部分是相輔相成的統一整體。在電源的研制和開發過程中必須對每一部分都進行認真的分析和研究，才能使所研制的開關電源滿足設計要求。

電源主電路通過輸入整流濾波、DC-DC變換、輸出整流濾波將市電轉為所需要的直流電壓。開關電源的主回路可以分為:輸入整流濾波回路、功率開關橋、輸出整流濾波三部分。輸入整流濾波回路將交流電通過整流模塊變換成含有脈動成分的直流電，然后通過輸入濾波電容使得脈動直流電變為較平滑的直流電。功率開

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關橋將濾波得到的直流電變換為高頻的方波電壓，通過高頻變壓器傳送到輸出側。最后，由輸出整流濾波回路將高頻方波電壓濾波成為所需要的直流電壓或電流，主回路進行正常的功率變換所需的觸發脈沖由控制電路提供。

控制電路是整個電源的大腦，它控制整個裝置工作并實現相應的保護功能。一般控制電路應具有以下功能:控制脈沖產生電路、驅動電路、電壓反饋控制電路、各種保護電路、輔助電源電路。

為了使開關電源設備正常的工作，使電源的各個組成部分都能發揮其最大的效能，就必須讓電源的各個組成部分相互協調、相互協作、在電源的研制與設計過程中應對這方面的問題給予足夠的重視。

2.2DC-DC變換器的選擇

DC-DC變換器是開關電源中實現功率轉換的部分。DC-DC變換器的輸入電壓為三相整流電壓，電壓較大，對開關器件因此選用全橋式電路較為合適，可使變壓器磁芯和繞組得到最優利用，使效率、功率密度等得到優化；另一方面，功率開關在較安全的情況下運行，最大的反向電壓不會超過輸入整流濾波電路的輸出電壓。但是需要的功率元件較多，在開關導通的回路上，至少有兩個管的壓降，因此功率損耗也較大。由于三相整流橋提供的直流電壓較高，工作電流相對較低，這些損耗還是可以接受的。目前，常用的全橋式變換器有傳統的硬開關式、諧振式以及移相式，下面分別簡單介紹一下。

2.2.1硬開關式全橋變換器

硬開關PWM電路曾以結構簡單、控制方便得到廣泛應用，其電路結構如圖2-2所示.在硬開關PWM電路中，開關管工作在硬開關狀態，開關器件在高電壓下導通，大電流下關斷，因此，在開關瞬間必然有大量損耗。因此，常常加入緩沖電路，如Rc吸收網絡。它可以限制開通時的du/dt和關斷時的di/dt，使功率器件安全正常運行。但是需要注意的是，吸收電路是通過把器件本身的開關損耗轉移到緩沖電路中而使器件得到保護的，因此這部分能量最終還是被消耗了，系統總的損耗沒有減少。并且頻率越高，開關損耗越大，使系統效率大大降低。另外，開關器件在高頻下運行時，器件本身的極間電容將成為-個重要參數。極間電容電壓轉換時的du/dt會藕合到輸入端，產生較強的電磁干擾，影響電源本身和電網中其他電器設備的運行。此外，電路寄生電容、電感若形成強烈的振蕩也會影響到設備的正常運行。

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圖2-2硬開關式全橋變換器結構

2.2.2諧振式全橋變換器

硬開關式電路在頻率不高時其缺點還不是很突出，隨著頻率的提高，開關損耗和電磁干擾將變成一個十分嚴重的問題，為了解決這一問題，有人提出了諧振式軟開關的概念。諧振式軟開關和硬開關相比，主要是增加了兩個附加元件--諧振電感和諧振電容。利用諧振電感和諧振電容的諧振作用，使開關器件在正弦波的零電壓或零電流處開通或關斷。諧振變換電路有多種拓撲結構，但其基本組成部分還是通過開關器件和諧振元件L、C之間串聯或并聯實現的，再配以適當的控制策略來實現開關器件的零電壓或零電流動作。其基本電路結構如圖2-3

所示。

(a)零電流開關

(b)零電壓開關

圖2-3諧振電路的基本結構圖

圖2-3(a)為零電流(Zero-Current-Switching)開關，它是通過電感Lr和開關S的串聯實現的。Lr和Cr之間的諧振是靠S的導通來激勵的，利用Lr和Cr諧振形成開關器件導通期間的正弦波電流波形，電流過零點時即將開關S關斷。零電流開關對于具有存儲效應的開關器件更加有效，如GTR、IGBT。

圖2-3(b)為零電壓(Zero-Voltage-Switching)開關，它是通過電感Lr和開關S的并聯實現的。Lr和Cr之間的諧振是靠S的關斷來激勵的，利用Lr和Cr諧振形成開關器件關斷期間的正弦波電流波形，電壓過零點時即將開關S導通。

只要將圖中2-2中的硬開關換成諧振式軟開關，即為諧振式全橋變換器。采用諧振全橋變換器，電源工作的安全性大為提高。但是，諧振式變換器與負載關系

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很大，對負載的變換很敏感，為保持輸出在各種運行條件下基本不變，必須采用脈沖頻率調制(PFM)，因此，高頻變壓器、電感等磁元件要按最低頻率設計，不可能做的很小，實現最優設計相當困難；另外，其控制電路中需要增加電壓-頻率轉換功能，電路要復雜許多。所以，80年代后期，許多專家進一步研究開發能實現恒頻控制的軟開關技術，兼有諧振變換器和PWM變換器的特點，形成了ZCS或ZVSPWM變換技術。

2.2.3移相式全橋變換器

近年來，移相控制全橋變換器由于具有恒頻軟開關運行、移相控制實現方便、電流和電壓應力小、巧妙利用寄生元件等一系列突出優點，倍受各方的廣泛關注.移相控制方式作為全橋變換器特有的-種控制方式，它是指保持每個開關管的導通時間不變，同一橋臂兩只管子相位相差180度。對全橋變換器來說，只有對角線上兩只開關管同時導通時，變換器才輸出功率，所以可通過調節對角線上的兩只開關管導通重合角的寬度來實現穩壓控制，而在功率器件環流期間，它又利用變壓器的漏感、功率半導體器件的結電容或外加的附加電感電容的諧振來實現零電壓或零電流的開關換流。

2.3控制電路的實現

控制電路是開關電源系統的另一重要部分。DC-DC變換器需要控制電路提供適當的驅動脈沖，才能有效的工作。如果控制電路不完善，主電路設計得再好也無法發揮其自身的功能，例如:如果控制電路輸出的觸發信號不穩定，或者出現誤觸發，有可能引起開關橋的直通，導致短路，從而損壞開關元件。

根據電路功能的分工可將控制電路分為幾大部分:脈沖產生電路、觸發電路、電壓反饋控制電路、軟啟動電路、保護電路、輔助電源電路等，具體控制電路如圖2-4所示。從圖2-4可以看出，脈沖產生電路是控制電路的核心。脈沖產生電路根據電壓反饋控制電路、保護電路以及軟啟動電路等提供的控制信號產生出所需的脈沖信號，然后該脈沖信號經過觸發電路的放大后去驅動開關元件，使開關管導通或關斷。

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圖2-4電源控制電路框圖

電壓反饋控制電路通過檢測電壓的大小，對輸出電壓進行采樣，然后將采樣電壓和參考電壓相比較得出誤差信號，反饋控制電路將誤差信號進行PI處理后得到一控制電壓。最后，反饋控制電路將該控制電壓送給脈沖產生電路，進而調節輸出脈沖的脈寬達到調節輸出電壓的目的。

控制電路輸出的PWM信號，電平幅值和功率能力均不足以驅動大功率開關元件，因此選擇合適的驅動電路是必須的。驅動電路是將控制電路輸出PWM脈沖信號經過電隔離后進行功率放大和電壓調整再去驅動大功率開關管，由于所提供的脈沖幅度以及波形關系到開關管的開關過程，直接影響到損耗，所以，應該合理設計驅動電路，實現開關管的最佳開通與關斷。

電源的輸出濾波電容較大，輸出電壓的突然建立將會形成非常大的電容充電電流，疊加在負載電流上，它不僅使開關管的負擔過重而可能損壞，而且，由于持續時間長，往往會引起過流保護電路發生誤動作。若為了避免由此引起的誤動作而將保護電路搞得非常遲鈍，這將會增加過流保護的不安全性。輸出電壓在合閘時容易出現過沖，這種過沖，合閘時可能發生，在關閉電源時也可能產生，只要達到足夠的幅度將會給負載造成損害，而且，反復的大電流沖擊對電容器本身也不利，同時還會引起干擾，因此，開關電源必須具備輸出電源軟啟動的功能。軟啟動電路在電源合閘和重新啟動時提供一個逐漸上升的電壓信號給脈沖產生電路，從而使控制電路的輸出脈沖有一個逐漸建立的過程。

保護電路是控制電路的一個重要組成部分，為了提高電源的可靠性必須不斷完善保護電路的功能。當前開關電源電路的主要保護功能有:過流保護、過壓保護、欠壓保護、溫度保護。過流保護和過壓保護是為了保護負載和電源兩者而設置的，而欠壓保護和溫度保護是為了電源本身而設置的。

輔助電源電路的功能是為控制電路供電。輔助電源的類型有很多種，既可以采用串聯線性調整型電源，也可以采用開關電源。輔助電源也可以通過高頻變壓器獲得輸出后反饋提供，輔助電源本身作為開關電源的一組負載。選取輔助電源

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電路形式時，只要該電源能滿足控制電路的要求即可。

2.4整流濾波回路的選擇

整流濾波回路是開關電源的重要組成部分，它可以提高電壓、電流的穩定度，減小干擾。開關電源中分別存在輸入和輸出整流濾波回路。

2.4.1輸入整流濾波回路

本課題研究的電源額定工作狀態的技術要求為:輸出電壓220V，輸出電流5A，輸出功率為1.1kw，屬于大功率電源。為了保持三相交流電源的對稱性和減小電源的輸入濾波電容等原因，大功率電源一般采用三相電源作為供電電源。因此，

2.4.2輸出整流濾波回路

在大功率電源中，常用的輸出整流電路有橋式整流電路和全波整流電路。因為

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第3章開關電源主電路的設計

開關電源最重要的兩部分就是主電路和控制電路。本章將根據大功率直流開關電源的要求對主電路各部分進行性能分析并計算各項參數，根據計算所得的數據結果選擇各元器件，設計出各個獨立模塊，最后組裝成開關電源的主電路。

3.1開關電源的設計要求

1.輸入電壓:380V20%

2.電網頻率:50Hz10%

3.功率因數:>0.93

4.輸入過壓告警:437V5V

5.輸入欠壓告警:320V5V

6.輸出標稱電壓:220VDC

7.輸出電壓范圍:176-286VDC

8.輸出紋波電壓:Vo10mV

9.輸出額定電流:5A

10.輸出過壓保護:325V5V

11.輸出欠壓保護:195V5V

12.便于生產和維護

在本課題研究的過程中，主要對大功率開關直流電源的工作原理、電路的拓撲結構和運行模式進行了深入研究，并結合系統的技術參數，確定系統主電路的拓撲，設計出主電路，即分別設計出濾波、整流、DC-DC變換器、軟啟動和保護控制等部分。下面就對電源主電路的設計進行詳細說明。

3.2主電路組成框圖

根據需要設計大功率開關電源的技術要求，

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圖3-1直流開關電源的主電路框圖

本電源采用ZVZCS-PWM拓撲，原邊加箝位二極管，三相交流輸入整流后，加LC濾波，以提高輸入功率因數，主功率管選用IGBT，控制電路采用UC3875移相控制專用集成芯片，電流電壓雙閉環控制。具體設計主電路如圖3-2所示，包括三個部分:(1)輸入整流濾波電路；(2)單相逆變橋；(3)輸出整流濾波電路.

3.2.1輸入整流濾波電路

三相交流電經電源內部EMI濾波后，加到整流濾波模塊。EMI濾波器的作用是濾除功率管開關產生的電壓電流尖峰和毛刺，減小電源內部對電網的干擾，同時又能減小其他用電設備通過電網傳向電源的干擾。濾波電路采用LC濾波，電感的作用是拓開電流導通時間，限制電流峰值，可以提高電源的輸入功率因數。濾波電容采用四個電解電容，兩個串聯后并聯使用，滿足三相整流后的高壓要求。電阻R1、R2是平衡串聯電容上的電壓，高頻電容與電解電容并聯使用，濾除高頻諧波，彌補電解電容高頻特性差的缺陷。

圖3-2電源主電路結構

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3.2.2單相逆變橋

單相逆變橋采用IGBT，以滿足高壓、高功率的要求。無感電容(C7、C8)并聯在兩橋臂之間，降低兩橋臂之間電壓尖峰的干擾，諧波電感Lr，隔直電容C15、C16、C17防止變壓器的直流偏磁，原邊箝位二極管減輕副邊振蕩，主變壓器起到原、副邊的隔離、耦合作用，原、副邊各一副繞組，以滿足副邊采用全橋整流的要求，原邊加交流互感器，檢測原邊電流作保護用。

3.2.3輸出整流濾波電路

采用全橋整流滿足高壓的要求，高頻濾波電感Lf，電解電容(E5、E6、E7)，高頻電容(C18，C21)濾除高頻諧波分量，共模電感(L2)，Y電容(C19、C20)，抑制共模分量，電流采樣電阻R3～R5，輸出二極管D14，防止電池電流反灌。

3.3輸入整流濾波電路設計

該電源的輸入整流濾波電路同一般大功率PWM型開關電源的輸入整流濾波電路相似。主要包括兩部分組成:整流橋和輸入濾波電路。

3.3.1整流橋

工作頻率為50Hz，輸入為三相交流電壓380V，采用三相整流橋。

(1)整流橋的耐壓:

考慮最大輸入電壓

Uin.max=Uin×1.2=380×1.2=456V

整流二極管的峰值電壓為

Uin

.max=380×(1＋20%)

=640V

取50%的裕量640×(1+50%)=960V

根據整流橋的實際電壓等級，我們選擇整流橋的耐壓為1200V

(2)整流橋的額定電流

因為電源的輸入功率隨效率變化，所以應取電源效率最差時的數值。

在此，我們按一般開關電源的效率取值，取效率為80%

電源的輸入功率:

P=Pn=220×5/0.8=1375W

因最大輸入電流是在交流輸入電壓下限時，所以，

Uin.max=380V×80%=304V,

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最大輸入線電流:

Iin

.max

取整流橋的額定電流為10A。

3.3.2輸入整流電容

輸入電容器Cm決定于輸出保持時間和直流輸入電壓的紋波電壓的大小，而且要在計算流入電容器的紋波電流是否完全達到電容器的容許值的基礎上進行設計。E為電網電壓最低時輸入三相橋式整流電路的輸出平均電壓:

其中Ea為交流輸入線電壓。

簡易公式

E=1.35×380×(1－20%)=410V

通過直流輸入電路的平均電流Iave，為:

Iave=P1375==3.35AE410=Ea

計算單相全波整流電路濾波電容的經驗公式為:

Cm=400～600Iave

由于三相全波整流電路的基波頻率為單向電路的3倍，因此計算三相電路濾波電路的公式為:

Cm=133～200Iave

所以，

Cm=200×3.35=670uF

根據計算結果，在實際電路中，我們選用1O00uF/4OOV的電解電容4只兩兩串聯后再并聯組成濾波電容組。

3.3.3輸入濾波電感

電感中最大電流為交流輸入電壓下限時通過直流輸入電路的平均電流Iave=3.35A

理論上輸入濾波電感越大，電流脈動越小，輸入功率因素越高，但受體積重量和價格的限制，并根據繞制廠家的現有工藝水平，選用C15×32×l05硅鋼片鐵心，線徑為1.6毫米，電感量為18mH的工頻電感。電感量的確定較難精確計算，可通過實驗確定。

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3.4逆變電路的設計

3.4.1功率轉換電路的選擇

根據第二章的分析可知，該電源屬于大功率電源，采用全橋式功率轉換電路.

3.4.2確定電路工作頻率f

考慮到開關管的參數、控制電路及主電路的特性等因素，選取開關橋的工作頻率為30KHz。

3.4.3高頻變壓器的計算

(1)選擇工作磁通密度B

磁芯選用MX0-200鐵氧體材料。選取工作磁通密度B=900GS.

(2)計算磁芯規格并計算原變繞組匝數

根據電源所用高頻變壓器的設計經驗，磁芯采用環形磁芯。

磁芯規格:D×d×h=120×60×20mm

D為環形磁芯的外直徑

d為環形磁芯的內直徑

h為環形磁芯的厚度

根據設計高頻變壓器的總結公式:

N1SC=Vt×1002B

在公式中，V1tON應取最大值。電路工作頻率為30KHz，T=33.4uS，tON為導通時間，根據計算的占空比，我們暫取11uS，V1為施加在原變繞組上的電壓幅值，其最大值為電網電壓最大時的三相整流濾波輸出值:

380×(1+20%)

=640V。

SC為磁芯截面積:

SC=Dd12060h20600mm26cm222

6401110065.226900所以，計算所得高頻變壓器原邊繞組匝數為:N1

N1取整數為65T。

(3)計算副邊繞組匝數

按設計要求，輸出電壓最大值為286V，考慮從電源輸出端到負載之間傳輸線

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的壓降(取壓降<0.3V)，因此，該電源的最高輸出電壓為:

Vomax=325+0.3=325.3V

輸出整流二極管的壓降取2V:

濾波電感的壓降取0.6V；

我們暫取開關橋的最大占空比Dmax=0.66；

因此，最高輸出電壓、額定負載時高頻變壓器副邊繞組最低電壓幅值為:

V2min=(325.3+2+0.6)/0.66=496.8V

因此，根據公式:

VN2=N1V1min

其中，

V1min=380×(1-20%)×1.35=410V

得到副邊繞組匝數N2為:

N2=496.86578.8410

因此，變壓器副邊繞組的匝數應取整數79T。

原邊繞組必須重新修正，為

N14107965.2496.8

所以，變壓器原邊繞組的匝數還應取整數65T。

(4)計算實際占空比

在輸入電壓最低，輸出電壓最高時有最大占空比Dmax

V1min=380×(1-20%)×1.35=410V

V2min=N2×V1min/N1=79×410/65=498V

Dmax=VVV325.320.60.658498V2min

在輸入電壓最高，輸出電壓最低的時候有最小占空比Dmin

V2max=N2×V1max/N1=79×640/65=777V

設此時VoD+IorL=1V

Dmin=VVIr19510.252777V2max

相應的導通脈寬:

tONmaxDmaxT/2=0.658×33.4/2=10.98uS

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tONminDminT/2=0.252×33.4/2=4.2uS

(5)選擇繞組導線線徑

取負載電流為額定負載電流的105%，則流過輸出電感的電流平均值為5×120%=5.25A，流過副邊繞組的電流幅值即為流過電感的電流幅值，即為

I2m=5.25A/Dmax=5.25/0.658=7.98A

其平均值I2ave=5.25A

其有效值I2=5.25A

考慮到存在集膚效應，根據相關文獻，3OKHz時的穿透深度為0.3815mm，因此，選用的導線線徑不得大于0.763mm。為繞制方便，選用線徑為0.31mm的導線。取電流密度J=3A/mm2，單根導線載流量為0.2264A，因而需用5.25/0.2264=23.18根，因而選用24根絞合而成。

原邊繞組流過的電流為雙向電流，其寬度為tONmax，其幅度由折算負載電流，折算到輸出電感電流增量以及勵磁電流等三部分組成，前兩者也如副邊平均幅值電流那樣取平均折算電流幅值，即

I21=N2×I2m/N1=79×5.25/65=6.1A

設勵磁電流幅值為折算副邊電流幅值的8%，即:

Iu=0.08×I2m=0.08×5.25=0.42A

它是鋸齒形電流，我們將其轉換成平均值在疊加到副邊電流上。

Iu的平均值Iuave為

Iuave=Iu/2=0.42/2=0.21A

因此，原邊繞組等效矩形波電流幅值I1m為

I1m=I21+Iuave=5.25+0.21=5.46A

其有效值為:

It

=I1=5.46

原邊線徑仍取0.31mm，電流密度J=3A/mm2，單根導線載流量為0.2264A，因而需用4.43/0.2264=19.57根，取整數選用0.31mm高強度漆包圓銅線20根絞合而成。

(6)校核窗口面積

120×60×20磁芯窗口面積為:

d2

=2826mm2S0=4

原邊繞組0.31mm導線的最大外徑可由相關文獻查得為0.37mm，因此原邊繞組占有的標稱面積S1為:

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S1=

40.03722065140mm2

副邊繞組占有的標稱面積S2為:

22S2=0.0372379195mm4

占空系統為:

=(S1+S2)/S0=(195+140)/2826=0.12

可見窗口面積綽綽有余。

(7)校核繞組壓降及功耗

120×60×20磁環的高度為2cm，徑向厚度為3cm，設副邊繞組平均匝長為15cm，由相關文獻查得0.31mm導線的銅心截面積為0.07548mm2，所以其截面積S2為:

2S2=23×0.07548=1.736mm

單個繞組的電阻R2為

lR2==O.O168×(15×0.01)×79/1.736=0.11S2

純銅在25℃時的電阻率為0.0168mm2/m

式中(15×0.01)是把厘米換算成公式需要的米度量單位.

副邊繞組的功耗為:

2Pr2=I22R2=5.25×0.11=3.03W

設原邊繞組的平均匝長約為12cm，由相關文獻查得0.31mm導線的銅心截面積為0.07548mm2，所以其截面積S1為:

2S1=20×0.07548=1.51mm

其中，電阻R1為；

lR1==0.0168×12×0.01×65/1.51=0.08S1

原邊繞組的功耗為:

2Pr1=I12R1=4.43×0.658×0.08=1.03W

變壓器得到繞組的總損耗PB:

PB=Pr1+Pr2=3.03+1.03=4.06W

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3.4.4選用高壓開關管

(1)耐壓

根據相關文獻可以查到，全橋功率轉換電路高壓開關管上施加的最高電壓為VCEM=E，對應于最高輸入電網電壓的輸入整流電路的直流輸出電壓EM:

EM

=Uinmax380(120%)考慮各種因素的影響取50%的裕量640×(l+50%)=960V

(2)開關電流

在一些參數尚不知道的情況下，我們需要估算開關管的電流，以便選擇開關管和計算輸出濾波電路。在高頻變壓器的計算中，我們估算了實際占空比Dmax為0.658，Dmin為0.252。

輸入整流濾波電路的最大輸出電流平均值:

Immax=1375P==3.3AEmm380(120%)1.35

此時，Dmax=0.658

峰值電流為3.3/0.658=5.09A

輸入整流濾波電路的最小輸出電流值:

Immin=1375P==2.23AEmm380(120%)1.35

此時，Dmin=0.252

峰值電流為2.32/0.252=8.86A

所以，開關管估算最大電流值為8.86A

根據計算所得的結果分析，我們選取三菱電機公司第三代IGBT單管CM60HSA24作為高壓開關管，其耐壓為1200V，電流容許值為60A。

3.4.5隔直電容Cb的選擇

在第二章中，我們對主電路的工作模式進行了分析，對電路的重要參數之間的關系進行了推導，得出了如下關系式:

△T=4*LL*Cb/DT

其中:△T為初級電流下降的時間；

LL為變壓器的漏感；

D為占空比；

變壓器的漏感與繞線工藝及磁芯形狀等有關，繞制好的變壓器漏感基本不變。

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在前面，我們設定電路的工作頻率為30KHz，計算得到的最大占空比Dmax=0.658，并且我們假設初級電流下降的時間為4uS，所以

Cb=TDT=4.7uF4LL

3.5輸出整流濾波電路

輸出整流濾波電路是通過快恢復整流二極管的整流和濾波電感及濾波電容將高頻變壓器輸出的高頻交變電壓或電流編程要求的輸出電壓或電流。因為輸出電壓比較高(22OV)，所以高頻變壓器的副邊選用橋式整流，以提高安全可靠性。下面對輸出整流電路的各部分進行一下分析與計算。

3.5.1輸出整流二極管

因為輸出二極管工作于高頻狀態(30KHz)，所以應選用快恢復二極管。

(1)輸出整流二極管的耐壓

高頻變壓器副邊的輸出最高電壓峰值為:

V2max=V1max×79N=380×(1+20%)

×=783.6V65N2

所以加在輸出整流二極管上最高的反壓為783.6V

(2)輸出整流二極管的電流

輸出整流二極管流出的電流即為流過輸出濾波電感的電流，所以其有效值為

5.25A。

根據以上分析，同時考慮一定的裕量，選取RURU3O12O作為輸出二極管。該二極管的耐壓為120V，額定電流為30A。

3.5.2輸出濾波電感

根據相關文獻的公式可以得到:L﹥VIVt2I0minon

選I0min為額定負載電流的5%，即I0min=5×5%=0.25A

T=1/fs=1/30×103=33.3uS

Tonmin=(Dmin*T)/2=4.2uS

V2max=783.6V

此時的電感電流增量不得大于2I0min，所以

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V783.6195VL=Tomin=4.2106=4.94×103H2Iomin20.25

所以選取濾波電感為4.94×103H

3.5.3輸出濾波電容

(1)根據輸出紋波電壓V0來計算濾波電容的大小:220(10.252)V(1D)C===11.66×106F

32fLoVo32300004.9100.1

(2)根據輸出電壓動態幅度V0來求出濾波電容的大小L0I2C=VpV0

其中，I0max為輸出電流的最大值取5A，Vp為電源從滿載突變到空載時輸出電壓的上沖幅度，取該值為22lV

因此，輸出濾波電容為:5.910352

C==334uF22122202

取以上兩者最大值，并考慮一定裕量，最后取C=5OOuF

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第4章控制電路的設計

4.1PWM集成控制器的基本原理

PWM集成控制器通常分為電壓型控制器和電流型控制器兩種。電壓型控制器只有電壓反饋控制，可滿足穩定電壓的要求，電流型控制器增加了電流反饋控制，除了穩定輸出電壓外，還有以下優點:

1.當流過開關管的電流達到給定值時，開關自動關斷；

2.自動消除工頻輸入電壓經整流后的紋波電壓，并開關電源輸出端3OOHz以下的紋波電壓很低，因此可減小輸出濾波電容的容量；

3.多臺開關電源并聯工作時，PWM開關控制器具有內在的均流能力；

4.具有更快的負載動態響應

:

圖4-1脈寬調制集成控制器的框圖及其波形圖

常用的脈寬調制(PWM)型集成控制器如圖4-1所示的幾個部分組成。基準電壓和采樣反饋信號通過誤差放大器比較放大后，輸出的差值信號和鋸齒波(或三角波)比較，從而改變輸出脈沖的寬度，以實現穩壓。有些控制器僅有一個輸出端，而多數控制器都設有用觸發器和“與”門電路組成的相位分離器，用它來將單-脈沖變換成交替變化的二路脈沖輸出，用于供驅動推挽和橋式變換器中的功率開關管，

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此時變換器的工作頻率等于控制器22V

輸出腳電流(流出或流入)(11，14腳)

直流0.5A

脈沖(0.5ms)2.2A

地線(12腳)-0.2V

模擬輸入

(l，2，7腳)-0.3～-7V

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(9，8腳)-0.3～-6V

時鐘輸出電流(4腳)-5mA

誤差放大器輸出電流(3腳)5mA

軟啟動電流(8腳)20mA

震蕩器充電電流(5腳)-5mA

功耗(溫度60℃)1W

儲存溫度范圍-65～-150℃

焊接溫度(焊接時間為10s)300℃

(注:所有電壓均以地線電壓為基準；流入管腳的電流為正值。)

4.2.3內部電路工作原理

該芯片內部電路如圖4-2所示。它由振蕩器、PWM比較器、限流比較器、過流比較器、基準電壓源、故障鎖存器、軟啟動電路、欠壓鎖定、PWM鎖存器、輸出驅動器等組成。我們將詳細介紹各部分的情況，以理解芯片的工作原理。

圖4-2UC3825內部原理結構圖

(1)振蕩器

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圖4-3振蕩電路

振蕩電路如圖4-3所示。UC3823A、B和UC3825A、B內部都有一個鋸齒波振蕩器。鋸齒波上升沿的斜率由RT、CT決定，確定RT、CT的方法是:首先根據要求的最大占空比Dmax、選擇RT，再根據要求的頻率以及RT和Dmax選擇CT。計算公式為:

3VRT=(10mA)(1Dmax)

CT=1.6DFRT

RT的最佳阻值應為1～10k之間，Dmax應大于70%。

在實際的應用中，RT選為6.65k，CT選為2nf，工作頻率為2OOKHZ。

(2)上升沿封鎖

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圖4-4上升沿封鎖工作波形

上升沿封鎖工作波形如圖4-4所示，UC3823A、B和UC3825A、B采用固定頻率脈寬調制。UC3823A、B的兩個輸出端可同時輸出脈沖，輸出脈沖的頻率與振蕩器頻率相等，脈沖占空比可在O%～100%內調整。UC3825A、B的兩個輸出端交替輸出脈沖，因此，每個輸出端輸出脈沖的頻率是振蕩器頻率的1/2，振蕩器的頻率為200KHZ，所以輸出PWM脈沖的頻率為10OKHZ，輸出脈沖占空比在O%～50%以內調整，實際橋式變換器的應用中一般達不到50%，因為橋式變換器在PWM脈沖的占空比為50%時，由于功率管截止時間的問題，使得橋臂容易短路，這在以后的部分將詳細介紹。

為了限制最大占空比，在振蕩電容放電期間，內部時鐘脈沖對兩路輸出進行封鎖。在時鐘的下降沿，輸出端為高電平。輸出脈沖的下降沿由脈寬調制比較器、限流比較器和過流比較器聯合控制。

通常，脈寬調制比較器檢測出斜坡電壓與控制電壓(誤差放大器輸出電壓)的交點，并且在該交點處，終止輸出脈沖。因為采用了上升沿封鎖，在脈沖前沿的一定時間內，脈寬調制比較器不起作用。這樣，開關電源的固有噪聲就能被有效的抑制。同時，由于采用了輸出脈沖上升沿封鎖，脈寬調制器的斜坡輸入就不需要再經過濾波。

為了調整上升沿封鎖時間，CLK/LEB腳應接入電容C，這樣，輸出脈沖前沿封鎖時間就由電容C和內部1Ok電阻確定的放電時間來決定。

為了更準確控制前沿封鎖時間，可在外部并聯一個2k(2%)電阻R。

前沿封鎖時間可由下式計算:

tLED=0.5×(R//10k)×C

式中，外接電阻R不能小于2k。

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上升沿封鎖也適用于限流比較器。上升沿封鎖之后，如果限流(ILIM)腳的電壓超過1V，輸出脈沖就終止。但是，過流比較器不能采用前沿封鎖。這樣，才不會因為前沿封鎖而延長保護時間，從而可以及時捕捉過流故障。在任何時間，只要限流(ILIM)腳的電壓超過1.2V，故障封鎖就起作用，從而使輸出端變為低電平。為此，在限流(ILIM)腳需接入噪音濾波電容器。

(3)欠壓鎖定、軟啟動以及故障處理

圖4-5軟啟動和故障處理波形

軟啟動和故障處理波形如圖4-5所示。軟啟動是通過軟啟動(SOFT,START)腳的外接電容實現的。接通電源后，軟啟動腳外接電容放電，該腳處于低電平，誤差放大器輸出低電平，開關電源無輸出電壓。當9uA的內部電流源給軟啟動腳外接電容充電時，誤差放大器輸出電壓逐漸升高，直到閉環調節功能開始工作，開關電源輸出電壓逐漸升高到額定值。

一旦限流(ILIM)腳的電平超過1.2V，故障鎖存器置位，輸出腳變為低電平；同時，軟啟動腳外接電容以250uA的電流放電。在軟啟動電容放完電后，限流腳電平降到1.2V以下時，故障鎖存器就不輸出脈沖。這時，故障鎖存器復位，芯片開始軟啟動過程。

在軟啟動期間，萬一故障鎖存器置位，輸出會立即中止。但是軟啟動腳外接電容在充足電之前不會放電。這樣，在故障連續出現的情況下，輸出就會出現一個間斷期。

(4)大電流輸出電路

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圖4-6功率MOSFET的驅動電路

功率MOSFET驅動電路如圖4-6所示。UC3825推拉式輸出電路的每個輸出端都可輸出峰值為2A的電流。該輸出電流在20nsUC3825的調試

UC3825是控制電路的核心，通過前面的介紹，我們知道，這種PWM集成控制器集成了很多的功能，以前需要用分立單元完成的功能，現在都可以通過UC3825來完成，它的-般用法如圖5-7所示。

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圖4-7UC3825的工作電路

圖4-7中，VREF為參考電壓，在我們設計的電路中的用途是供給線性光耦合器控制部分的電壓；RT和CT用來調節PWM的最大占空比Dmax和振蕩頻率；輸入是從端口2進入，OutA和OutB是PWM信號的輸出端口，信號的幅值由端口13的Vc決定。OutA和OutB輸出的兩個PWM信號是相互之間有死區時間的互補信號。通過實驗我們測得端口2的數值范圍為:0.945V～2.132V，根據系統的具體情況，最大占空比我們設計為Dmax=40%，因為功率MOSFET的截止時間比導通時間長，如果Dmax過大，將會導致橋臂短路的情況。

通過實驗可知，UC3825的2腳輸入和OutA、OutB輸出的PWM脈沖信號的占空比是滿足線性關系的。具體實驗數據如表4-1所示。我們定義UC3825的2腳輸入為V2j，輸出的PWM信號占空比為D。從表4-1中的數據可以看出，端口2的數值范圍為:0.945V～2.132V，而PWM脈沖信號的占空比在0%～40%之間變化，與上述的結論是吻合的。

表4-1UC3825輸入與輸出占空比的關系

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4.4反饋電路的設計

高頻開關電源是一個雙閉環控制系統，內環是電流反饋控制，外環是電壓反饋控制。電流反饋控制很簡單，只需在開關變換器和高頻變壓器之間加上一個檢測電流的互感器，將檢測值引入到UC3825的第9個管腳限流端(ILIM),系統就可以在負載過大的時候關斷輸出，這種情況在前面的部分已經介紹；下面我們詳細介紹電壓反饋控制。

反饋電壓從主電路輸出端直接實時采樣，與整定電壓比較后輸入到比例積分放大器，其輸出值經過隔離后輸入到UC3825的第2個管腳，以控制PWM信號的占空比從而控制主電路輸出電壓的變化。其中隔離部分的具體電路如圖4-8所示。在圖4-8中，U1指的是一個精密線性光禍，因為反饋電壓是直接從主電路的輸出端采樣，由于主電路和控制電路是需要隔離的，所以光耦隔離是必不可少的，但是，一般光禍的輸出是不能反應輸入的大小的，我們選用線性光耦合器，即可以實現電氣隔離，又可以實現比例傳輸，為了實現精確地控制，我們選用了一種精密線性光禍合器。

圖4-8線性光耦隔離的電壓反饋電路

由圖4-8中U1可以看出，這個精密線性光耦合器是由一個紅外光LED照射分叉配置的一個隔離反饋光二極管和一個輸出光二極管。反饋光二極管吸收LED光通量的一部分而產生控制信號。該信號可用來調節LED的驅動電流，這種技術可用來補償LED的時間和溫度特性的非線性。輸出光二極管產生的輸出信號與LED發出的伺服光通量成線性比例。在應用中，我們用運放作為輸入以驅動LED，反饋光二極管產生的電流流過R1,R1接到運放的反向輸入端。光電流Ip1的值滿足:Ip1=V1/R1，此電流與LED的電流成正比，比例系數為反饋傳輸增量K1，即Ip1=K1Ip，運算放大器向LED提供足夠的電流以保持運放的正向和反向輸入端等電壓。同理，我們得到:

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K2=Ip2/Ip

則我們定義此電路的傳輸增益為K3，應滿足如下的關系:K2表示正向增益，

K3=K2/K1

可見，輸入與輸出滿足如下的關系:

V0=K3(R2/R1)V1

在實際應用中，LED應工作在1-1OmA左右，在此范圍V0VrR1R1R2R3

R1VfdtVrdt()CCR1R2R3R1

假設滿足:

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青島理工大學畢業設計RfR=R1R2

則上式可表示為:

V0=Rf

R1（VrVf）-R1VfdtVrdt()CCR1R2R3R1

其中:

Rf

R1（VrVf）--比例部分；

R1--積分部分Vrdt-()CCR1R2R3R1

由前面的論述可知，V0在1.871V-4.680V之間變化，由此我們可以在實驗調試中調節各參數以使當Vf為適當的值時，我們選擇的參數為:

k，Vr=12V。V0為1.871V-4.680V之間的一R2=R3=3.3k，R1=Rf=1O

個值，由(5.2.10)的比例部分知靜態時，Vf=Vr-V0=12-V0，所以Vf的范圍為:7.320V-10.129V，這樣反饋比例系數Kf就可以確定了。反饋比例系數由電阻分壓構成，調節分壓電路中的電位器，我們可以改變系數Kf,使的主電路輸出在一個范圍之間可調。

4.5保護電路的設計

4.5.1軟啟動電路的設計

軟啟動電路分為兩部分內容，其一是輸入電網分段啟動，在合閘時先接入限流電阻，將合閘浪涌電流限制在設定范圍內，待輸入電容充滿電后(一般充電時間為2-6秒)，再將該電阻短接。另一部分時穩壓電源輸出電壓亦需要軟啟動，因為一般PWM型穩壓電源的輸出濾波電容較大，輸出電壓的突然建立將會形成非常大的電容充電電流，疊加在負載電流上，它不僅會使高壓開關管負擔過重而可能損壞，而且由于持續時間長，往往會引起過流保護電路發生誤動作，若為了避免由此引起的誤動作而將保護電路調的非常遲鈍，則將會增加過流保護的不安全性，所以PWM型穩壓電源必須具有輸出電壓軟啟動功能。這兩種軟啟動電路都是非常重要的，前一種可稱為硬控制，后-種可稱為軟控制。對于后一種軟啟動電路，我們在前面的章節己經介紹過，如圖4-9中所示，只要在UC3825的第8管腳接入一個電容C,UC3825通過內部集成的電路就可以完成對軟啟動的控制，一般啟動時間為數百毫秒。對于前一種軟啟動電路的設計，如圖4-9所示。

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圖4-9輸入電壓軟啟動原理圖

圖4-9中，Uj為一觸發器，Ug為一光耦合器，Uk2表示觸發器的控制端，它將控制觸發器的開關是打向Jl還是打向J2，在啟動時，Uk2為一低電平，控制觸發器的開關在原始位J1，啟動電壓經過R1限壓穩流，光耦合器Ug由于R1兩端的壓降而工作，使Uk3為低電平；同時，電容C2充電，使Uk3變為高電平，Uk3通過D觸發器控制Uk2變為高電平，控制觸發器的開關打向J2，電路將繞過軟啟動電阻直接輸出到后級電路。

輸出軟啟動和輸入軟啟動應結合起來考慮，理想的配合是輸入電容充電完畢，限流電阻被短接后，輸出電壓才由零逐漸增大到額定值，以避免限流電阻上承受極大的損耗。

4.5.2過流過壓保護

(1)過流保護

開關電源通常設有電流保護電路，當負載電流超過設定值或發生短路時，對電源本身提供保護，系統的過流保護在系統的安全性方面占有重要的地位，過流保護我們采用了三重保護:一是在系統的輸入級的三相交流引入處安置熔斷保險管，在系統出現短路和其它意外重大故障的時候切斷外部電源的輸入以保護系統免受損壞；二是在用于控制軟啟動的觸發器后級安置熔斷保險管，以防止啟動浪涌電流的過大而破壞功率器件；三是系統的最主要的過流保護部分，通過對系統電流的檢測來控制PWM信號脈寬從而達到過流保護的目的，過流保護電路的型式有三種。下面將詳細介紹。

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①切斷式保護。

切斷式保護的原理框圖如圖4-10所示。

圖4-10切斷式保護電路原理框圖

電流檢測電路檢測電流信號，經電流--電壓轉換電路轉換成電壓信號，再經過比較電路進行比較，當負載電流達到某設定值時，信號電壓大于比較電壓，比較電路產生輸出觸發故障鎖存器，使控制電路失效，穩壓電源輸出被切斷。②限流式保護。

限流式保護的原理框圖如圖4-11所示。

圖4-11限流式保護電路原理框圖

限流式保護電路和切斷式保護電路的差別在于電壓比較電路的輸出不是使整個控制電路失效，而是取代誤差放大器控制V/W電路輸出的脈沖寬度。當負載電流達到設定值時，保護電路工作，使V/W電路輸出脈寬變窄，穩壓電源輸出電壓便下降，以維持輸出電流在某設定的范圍內。③限流—切斷式保護。

限流—切斷式保護電路分兩個階段進行，當負載電流達到某設定值時，保護電路動作，輸出電壓下降，負載電流被限制；如果負載電流增大至第二個設定值時，保護電路進一步動作，將電源切斷。這是上述兩種保護方式相結合的產物。

本系統采用的是第三種過流保護方式，設定了兩個整定值，1.0V和1.2V當電流檢測電路的輸出超過1.0V時，啟動限流保護方式，輸出脈沖終止，當電流檢測電路的輸出超過1.2V時，啟動切斷保護方式，故障鎖存器置位，系統重新軟啟動，這部分的功能全部由UC3825自動完成。外部電路只需完成電流檢測和I/V轉換，并將轉換的電壓信號輸入到UC3825的第9腳。電流檢測電路如圖4-12所示。

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圖4-12過流保護電流采樣電路

圖4-12中，指的是高頻變壓器T1的原邊輸入電流，ie表示待檢測的電流，T1是用來檢測電流的類似于電流互感器的電流變壓器，因為ie是高頻變化的交流，所以變壓器T1的副邊要經過整流，Uk9接到UC3825的第九個端口，通過UC3825來控制過流后的-系列動作。詳細情況在上面UC3825的電路分析中已經說明。圖4-12中的電容C是噪音濾波電容器，用來濾掉干擾，以防止過流保護電路的誤動作。

(2)過壓保護

為了保護負載，開關電源需要設計輸出過電壓保護電路，過電壓保護電路如圖4-13所示。圖中UG表示光耦合器，選用TIL117,TL表示一個可編程的精密電壓基準43IL，主電路的輸出電壓VOUT過R1、R2、R3、R4分壓后加入到精密電壓基準的基準(R)端，從圖4-13中可以知道，TL的陰極接到光耦合器的3端，

當基準電壓Vref達到2.5V時，陰極電流IK突然增大，使得光耦合器工作，Uk6變為低電平，而Uk6連接到UC3825的輸入啟動端(SS)，這樣迫使啟動電容放電，系統重新軟啟動，實現過壓保護的目的，保護負載的安全。

圖4-13過壓保護電路

4.6輔助電源

輔助電源是給控制部分供電的，分為兩部分:一部分是UC3825以及其它控制

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部分的電源，另一部分是電壓反饋環節的電源。因為反饋環節和控制部分是通過線性光禍合器隔離的，所以工作電源也是兩個不共地的電源。

圖4-14輔助電源電路圖(控制部分)

第一部分電源是從三相電源中取線電壓經過工頻變壓器變壓后全波整流，然后由摩托羅拉公司的專用DC-to-DC變換器控制電路芯片MC33063A提供+12V的直流工作電源供給控制電路。具體電路如圖4-14所示。MC33063A是一系列單片控制電路，包含直流到直流變換器所要求的主要功能，這些器件由一內部溫度補償基準、比較器、帶激勵電流限制電路的控制占空比振蕩器、驅動器及大電流輸出開關組